特征
•单位增益稳定带宽：1.5GHz
•2V/V带宽的高增益：690MHz
•低电源电流：5.8mA
•高转换率：1700V/μs
•高全功率带宽：675MHz
•低差分增益/相：0.03%/0.015°
•无铅绿色SOT23-5包装
应用
•宽带视频线路驱动器
•矩阵开关缓冲器
•差分接收机
•ADC驱动器
•改进了OPA658的替代品
说明
OPA694是一款超宽带、低功耗、电流反馈运算放大器，具有高转换率和低差分增益/相位误差。改进的输出级提供±80mA输出驱动，输出电压余量<1.5V。>500MHz带宽的低电源电流满足高密度视频路由器的要求。作为一个目前的反馈设计，OPA694在增益为10的情况下可以保持很高的增益，OPA694仍然可以提供200MHz的带宽。
射频应用可以使用OPA694作为低功耗声表面波前置放大器。与许多典型的射频放大器相比，通过70MHz以更低的静态功率提供极高的三阶截获。
OPA694在SO-8和SOT23-5封装中都有工业标准的引脚。
典型特性：VS=±5V
RF=402Ω，RL=100Ω，G=+2V/V时，除非另有说明。
申请信息
宽带电流反馈操作
OPA694为宽带、低功耗、电流反馈运算放大器提供了卓越的交流性能。只需要5.8mA的静态电流，OPA694提供了一个690MHz的带宽，增益为+2，以及1700V/ms的转换速率。改进的输出级提供±80mA的输出驱动，以及<1.5V的输出电压余量。这种低功耗和高带宽的结合有利于高分辨率视频应用。
图31显示了用作基本特性曲线的直流耦合+2增益双电源电路配置。出于测试目的，输入阻抗设置为50Ω，电阻接地，输出阻抗设置为50Ω，串联输出电阻设置为50Ω。电气特性中报告的电压波动直接在输入和输出引脚处测量，而负载功率（dBm）在匹配的50Ω负载下定义。对于图31的电路，总有效负载为100Ω| | 804Ω=89Ω。图31中包含一个可选组件。除了通常的电源对地去耦电容器外，两个电源引脚之间还包括一个0.1mF电容器。在实际印刷电路板（PCB）布局中，这种可选的附加电容器通常会将2次谐波失真性能提高3分贝至6分贝。
图32显示了作为反转典型特性曲线基础的−2V/V直流耦合双电源电路。反转操作提供了几个性能优势。由于输入级上没有共模信号，逆变操作的转换率更高，失真性能略有改善。图32中包括一个额外的输入电阻RT，用于将输入阻抗设置为50Ω。RT和RG的并联组合设置输入阻抗。图31和图32中的非可逆和逆变应用都将受益于带宽反馈电阻（RF）值的优化（参见设置电阻值以优化带宽部分中的讨论）。典型的设计顺序是为最佳带宽选择射频值，为增益设置RG，然后为所需的输入阻抗设置RT。当反向配置的增益增加时，将达到RG等于50Ω的点，此时移除RT，仅由RG设置输入匹配。当RG被固定以实现输入匹配到50Ω时，RF被简单地增加，以增加增益。然而，这将迅速减少可实现的带宽，如典型特征曲线中-10频率响应的反转增益所示。对于增益>10V/V（匹配负载下为14dB），建议不反转操作以保持更宽的带宽。
ADC驱动器
大多数现代的高性能模数转换器（adc）都需要低噪声、低失真的驱动器。OPA694结合了低电压噪声（2.1nV/√Hz）和低谐波失真。关于宽带、交流耦合、12位ADC驱动器的示例，请参见图33。
图33的电路中使用了两个opa694来构成一个12位ADC的差分驱动器。两个OPA694s提供>250MHz的带宽，差分增益为5V/V，输出摆幅为2VPP。采用二阶RLC滤波器来限制放大器的噪声，并对高频谐波失真提供一定的衰减。
宽带逆变和放大器
由于电流反馈运算放大器的信号带宽可以独立于噪声增益（NG，其通常与非反转信号增益相同）来控制，因此可以使用OPA694实现宽带逆变和级。图34中的电路显示了一个反向求和放大器的例子，其中电阻值已经调整以保持最大带宽和输入阻抗匹配。如果假设每个射频信号由50Ω源驱动，则该电路的NG为[1+100Ω/（100Ω/5）]=6。总反馈阻抗（从VO到反向误差电流）是RF+（RI•NG）的和，其中RI阻抗是指从求和结看逆变输入的阻抗（参见“设置电阻值以优化性能”一节）。使用100Ω反馈（从每个输入到输出引脚获得-2的信号增益）需要与逆变输入串联额外的30Ω，以增加反馈阻抗。将此电阻加到典型的内部RI=30Ω时，总反馈阻抗为100Ω+（60Ω•6）=460Ω，这等于NG=6时获得最大带宽平坦频率响应所需的值。
声表面波滤波器缓冲器
中频带的一个常见要求是用足够的增益缓冲混频器的输出，以恢复窄带SAW滤波器的插入损耗。图35显示了驱动锯的一种可能的配置过滤器典型特性曲线显示了双音三阶互调截距图（图14）。该电路在电压增益为–8V/V的逆变模式下工作，使用增益设置电阻器提供50Ω的输入匹配，具有针对最大带宽（在本例中为250MHz）优化的反�。⑼ü�50Ω的输出电阻在SAW滤波器的输入端进入匹配网络。如果声表面波滤波器的插入损耗为12dB，则在声表面波（SAW）滤波器的通带中，将向50Ω负载（可能是下一个中频放大器或混频器的输入阻抗）提供0dB的净增益。在这个应用中使用OPA694将隔离第一混频器与SAW滤波器的阻抗，并在SAW滤波器带宽中提供非常低的双音、三阶杂散电平。
改进平坦度的宽带单位增益缓冲器
图31的单位增益缓冲器配置显示频率响应的峰值超过2dB。在这个轻微的脉冲响应曲线中，有一个明显的+1V脉冲响应。图36显示了一个类似的电路，该电路具有更平坦的频率响应，从而提高了脉冲保真度。
该电路通过自举消除RG上的任何寄生效应来消除峰值。由于RG的视在阻抗非常高，因此输入阻抗仍由RM设定。RM可能增加以显示更高的输入阻抗，但较大的值将开始影响直流输出偏移电压。该电路产生一个额外的输入偏置电压，作为两个输入偏置电流的差乘以VI处对地阻抗。图37显示了单位增益小信号频率响应的比较图31的缓冲区与图36所示的改进方法相比。任何一种方法都提供了一个低功耗的单位增益缓冲器，带宽大于1.56GHz。
设计工具
演示固定装置
两块印刷电路板（PCB）可用于辅助使用OPA694在其两个封装选项中对电路性能进行初步评估。这两种产品都是免费提供的未填充多氯联苯，并附有用户指南。这些固定装置的汇总信息如表1所示。
可在德克萨斯仪器公司网站上索取演示装置通过OPA694产品文件夹。
宏模型和应用程序支持
在分析模拟电路和系统的性能时，使用SPICE对电路性能进行计算机模拟是非常有用的。这对于视频和射频放大器电路尤其如此，因为寄生电容和电感会对电路性能产生重大影响。OPA694的SPICE模型可以通过TI网站获得(www.ti.com网站). 这些模型可以很好地预测各种运行条件下的小信号交流和瞬态性能。它们在预测谐波失真或dG/df特性方面做得不好。这些型号并没有试图在其小信号交流性能方面区分封装类型。
操作建议
设置电阻值以优化带宽
像OPA694这样的电流反馈运算放大器可以通过适当调整外部电阻值来保持几乎恒定的信号增益带宽。这在典型的特性曲线中显示；小信号带宽仅随增益的增加而略有下降。这些曲线还表明，反馈电阻已经改变了每个增益设置。电流反馈运算放大器电路逆变侧的电阻值可以被视为频率响应补偿元件，而它们的比值则设置信号增益。图38显示了OPA694的小信号频率响应分析电路。
这种电流反馈运放模型的关键元素是：
a→从非反转输入到反转输入的缓冲增益
RI→缓冲器输出阻抗
iERR→反馈错误电流信号
Z（s）→频率相关，从iERR到VO的开环跨阻增益
缓冲器增益通常非常接近1.00，并且通常从信号增益考虑中被忽略。但是，它将为单个运放差分放大器配置设置CMRR。
对于缓冲区增益a<1.0，CMRR=–20×log（1–a）dB。
缓冲区输出阻抗RI是带宽控制方程的一个关键部分。OPA694的RI通常约为30Ω。
电流反馈运算放大器感测逆变节点中的误差电流（与电压反馈运算放大器的差分输入误差电压相反），并通过内部频率相关的跨阻增益将其传递到输出端。典型特性表明这种开环跨阻响应。这类似于电压反馈运放的开环电压增益曲线。发展图38电路的传递函数得出方程式1：
式中：
这是以环路增益分析格式编写的，其中由非有限开环增益引起的误差以分母表示。如果Z（s）在所有频率上都是无穷大的，方程1的分母将减小为1，分子中显示的理想期望信号增益将得到。方程式1分母中的分数决定了频率响应。方程2显示为回路增益方程：
如果在开环跨阻图的顶部绘制20×log（RF+NG×RI），两者之间的差值就是给定频率下的环路增益。最终，Z（s）会滚动到等于方程2的分母，此时循环增益减小为1（曲线相交）。等式1给出的放大器闭环频率响应开始衰减，与电压反馈运算放大器的噪声增益等于开环电压增益的频率完全相似。这里的区别在于，等式2分母中的总阻抗可以与期望的信号增益（或NG）稍微分开控制。
OPA694经过内部补偿，在±5V电源的NG=2时，RF=402Ω的最大平坦频率响应。计算方程式2的分母（即反馈跨导）得出462Ω的最佳目标。随着信号增益的变化，NG×RI项在反馈互阻抗中的贡献也会发生变化，但通过调整RF可以使其保持不变。方程3给出了最佳射频过信号增益的近似方程：
随着期望信号增益的增加，这个方程最终将预测一个负的射频。RG值也可以在一定程度上保持20Ω的主观限制。较低的值将在输入级和输出级加载缓冲级，如果RF太低，实际上会降低带宽。图39显示了±5V操作的推荐RF与NG。此处显示的RF与gain的值大约等于用于生成典型值的值特点。它们的不同之处在于，在典型特性中使用的优化值也对简化分析中未考虑的板寄生进行了校正，从而得出方程2。在39中给出了一个良好的设计起点。
进入逆变输入的总阻抗可用于调整闭环信号带宽。在逆变输入和求和结之间插入一个串联电阻将增加反馈阻抗（方程式1的分母），从而降低带宽。这种带宽控制方法用于首页的逆变求和电路。OPA694的内部缓冲器输出阻抗受源阻抗的影响很�。醋杩故谴臃欠醋淙攵俗酉蛲饪吹�。高源电阻会增加RI，降低带宽。
输出电流和电压
OPA694提供的输出电压和电流能力通常是在宽带放大器中没有的。在+25°C的空载条件下，输出电压相对于任一供电轨的摆动通常小于1.2V；+25°C的摆动限制在任一供电轨的1.2V范围内。在15Ω负载（最小测试负载）中，测试其输出电流大于±60mA。
上述规范虽然在行业中很熟悉，但分别考虑了电压和电流限制。在许多应用中，它是（电压×电流）或V-I乘积，它与电路运行更为相关。参考典型特性中的输出电压和电流限制图（图21）。此图的X轴和Y轴分别显示零电压输出电流限制和零电流输出电压限制。四个象限给出了OPA694输出驱动能力的更详细的视图，注意到该图以1W最大内部功耗的安全操作区域为界。将电阻负载线叠加到图上表明，OPA694可以驱动±2.5V到25Ω或±3.5V到50Ω，而不超过输出能力或1W耗散极限。100Ω负载线（标准测试电路负载）显示完整的±3.4V输出摆动能力，如电气特性所示。
最小规定的输出电压和电流过温是通过最坏情况模拟在极端低温下设定的。只有在冷启动时，输出电流和电压才会降低到电气特性表中所示的数值。当输出晶体管提供功率时，结温将升高，降低VBE（增加可用输出电压摆幅）和增加电流增益（增加可用输出电流）。在稳态运行中，由于输出级结温将高于规定的最低工作环境温度，因此可用输出电压和电流将始终大于超温规范中所示的值。
驱动电容性负载
对运算放大器来说，最苛刻也是最常见的负载条件之一是电容性装载。经常，电容性负载是ADC的输入，包括可推荐用于改善ADC线性度的附加外部电容。像OPA694这样的高速、高开环增益放大器，当电容性负载直接施加在输出端时，很容易出现稳定性下降和闭环响应峰值别针。什么时候考虑放大器开环输出电阻，这种电容性负载在信号通路中引入了一个额外的极点，可以减小相位裕度。有人提出了解决这个问题的几种外部解决办法。当主要考虑的是频率响应平坦度、脉冲响应保真度和/或失真度时，最简单和最有效的解决方案是通过在放大器输出和电容性负载之间插入一个串联的隔离电阻，将电容性负载与反馈环隔离开。这并没有从环路响应中消除极点，而是将其移位，并在更高频率下添加零。附加零位的作用是消除电容性负载极的相位滞后，从而增加相位裕度，提高稳定性。
典型特性显示了推荐的RS与电容性负载（图15）以及负载下产生的频率响应。大于2pF的寄生电容性负载会开始降低OPA694的性能。长的PCB轨迹、不匹配的电缆以及与多个设备的连接很容易导致超过该值。务必仔细考虑这种影响，并将推荐的串联电阻器尽可能靠近OPA694输出引脚（参见电路板布局指导方针第节）。
失真性能
在694Ω的负载下，提供良好的失真度。一般来说，在基波信号达到非常高的频率或功率水平之前，二次谐波将主导失真，而三次谐波分量可以忽略不计。然后聚焦于二次谐波，增加负载阻抗直接改善失真。请记�。谕�31中，RF+是反向配置中的总负载。此外，在电源引脚之间提供一个额外的电源去耦电容器（0.1mF）（用于双极操作）可以稍微改善二阶失真（3dB到6dB）。
在大多数运算放大器中，增加输出电压摆幅会直接增加谐波失真。典型的特征是二次谐波的增长率略低于预期的2倍速率，而第三次谐波的增长率略低于预期的3倍速率。当测试功率加倍时，第二次谐波的增加量小于预期的6dB，而第三次谐波的增加量小于预期的12dB。这也显示在双音调，三阶互调杂散（IM3）响应曲线。三阶杂散电平在低输出功率电平下极低。即使在基本功率达到非常高的水平时，输出级仍将其保持在较低水平。典型特性表明，杂散互调功率并没有像传统截获模型预测的那样增加。随着基本功率水平的增加，动态范围并没有明显减小。
噪声性能
宽带电流反馈运算放大器通常比电压反馈运算放大器有更高的输出噪声。OPA694在电压和电流噪声项之间提供了一个极好的平衡，以实现低输出噪声。逆变电流噪声（24pA/√Hz）明显低于以前的解决方案，而输入电压噪声（2.1nV/√Hz）低于大多数单位增益稳定、宽带、电压反馈运算放大器。这种低输入电压噪声是以较高的非转换输入电流噪声（22pA/√Hz）为代价实现的。只要从非交换节点向外看的交流源阻抗小于100Ω，该电流噪声对总输出噪声的贡献就不大。运算放大器的输入电压噪声和两个输入电流噪声项结合在一起，可在各种工作条件下提供低输出噪声。图40显示了包含所有噪声项的运算放大器噪声分析模型。在这个模型中，所有的噪声项都被认为是噪声电压或电流密度项，单位为nV/√Hz或pA/√Hz。
总输出斑点噪声电压可以计算为所有平方输出噪声电压贡献者和的平方根。方程4显示了输出噪声电压的一般形式，如图40所示。
将该表达式除以噪声增益[NG=（1+RF/RG）]将得到非反转输入处的等效输入参考点噪声电压，如等式5所示。
评估OPA694电路和元件值的这两个方程（见图31给出了11.2nV/√Hz的总输出点噪声电压和5.6nV/√Hz的总等效输入点噪声电压。该总输入参考点噪声电压高于仅运算放大器电压噪声的2.1nV/√Hz规格。这反映了由反向电流噪声乘以反馈电阻而增加到输出的噪声。如果反馈电阻在高增益配置中减�。ㄈ缜八觯蚬�5给出的总输入参考电压噪声将接近运算放大器本身的2.1nV/√Hz。例如，使用RF=178Ω使增益达到+10，则总输入参考噪声为2.36nV/√Hz。)
直流精度和偏移控制
像OPA694这样的电流反馈运算放大器在高增益下提供了卓越的带宽，提供了快速的脉冲稳定，但只有中等的直流精度。电特性显示输入偏置电压可与高速电压反馈放大器相媲美。然而，两个输入偏置电流有点高，是不匹配的。虽然偏置电流抵消技术对大多数电压反馈运算放大器非常有效，但它们通常不会降低宽带电流反馈运算放大器的输出直流偏移。由于两个输入偏置电流的大小和极性都是不相关的，匹配每个输入端的源阻抗以减少它们对输出端的误差贡献是无效的。使用最坏情况+25°C输入偏移电压和两个输入偏置电流评估图31的配置，得出最坏情况下的输出偏移范围等于：
式中，NG=非转换信号增益
有时需要微调输出偏移零点或直流工作点调整。在运算放大器电路中引入直流偏移控制有很多种技术。大多数简单的调整技术都不能校正温度漂移。可以将较低速度、精度的运算放大器与OPA694结合起来，以获得精度运算放大器的直流精度以及OPA694的信号带宽。图41显示了一个不可逆的G=+10电路，该电路在超过150MHz信号带宽的温度下保持输出偏移电压小于±7.5mV。
这种直流耦合电路使用OPA694提供非常高的信号带宽。在较低频率下，输出电压通过信号增益衰减，并与OPA237输入处的原始输入电压进行比较（这是一种低成本、精确的电压反馈运算放大器，具有1.5MHz的增益带宽乘积）。如果这两个不一致（由于OPA694引入的直流偏移），OPA237通过2.86kΩ反向求和路径求和校正电流。一些设计考虑将允许该电路优化。首先，对OPA237非转换输入的反馈必须与高速信号增益精确匹配。将2kΩ电阻接地的可调电阻将允许低频和高频增益精确匹配。其次，OPA237将控制权传递给OPA694的交叉频率区域必须具有异常的相位线性。这两个问题归结为在整个传递函数中设计极点/零对消。对于图41中的电路，使用2.86kΩ电阻器名义上将满足此要求。完全取消过程和温度是不可能的。然而，这种初始电阻设置和精确的增益匹配将最大限度地减少长期脉冲沉降尾。
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