输入回波损耗（S11）
输入回波损耗是衡量输入阻抗（过频）与源阻抗匹配的程度。这是相对独立的增益设置，无论是非转换配置和反转配置。典型特性显示了图48和图49至1GHz电路的S11量级（无反转增益分别为+8和反转增益为-8操作）。无反转操作提供更好的匹配更高的频率，唯一的偏差是由于输入引脚的寄生输入电容。由于放大器本身显示了非常高的输入阻抗，所以无转换输入匹配只需通过电阻设置到非转换输入的接地上。反向操作也很好，但由于反向节点出现环路增益衰减效应，上升速度更快。逆变模式输入匹配由图49中的RG和RT并联组合设置，因为逆变放大器节点可被视为虚拟接地。一个好的固定增益射频放大器的输入电压驻波比（VSWR）<1.2:1。这对应于-21 dB的S11。OPA695通过100兆赫的反向工作模式和400兆赫的非转换模式超过了这一性能。
输出回波损耗（S22）
输出回波损耗是衡量输出阻抗（过频）与负载阻抗匹配的程度。这是相对独立的增益设置，无论是非转换配置和反转配置。输出匹配阻抗为一阶，通过在运算放大器的低阻抗输出上增加一个串联电阻来设置。
由于运算放大器本身显示出随频率增加的低输出阻抗，因此通过在输出电阻器上添加一个小的均衡电容器，可以改善输出匹配。典型特性显示了测量的S22，无论有没有这个2.5-pF电容器（穿过50Ω输出电阻）。同样，一个固定增益射频放大器的良好匹配将产生1.2:1的驻波比（S22<–21 dB）。典型的特性曲线表明，一个简单的50Ω输出电阻保持在-21分贝到140兆赫之间，但在调谐电容器的情况下可以保持380兆赫。
正向增益（S21）
在所有高速放大器数据表中，正向增益是绘制在频率上的小信号增益。非换向和逆变操作的区别在于，S21的相位从0°开始（非换向），而-180°开始（反转）。这种反转模式的初始相移对于大多数中频带应用来说并不重要。S21的相位没有显示在典型的特性中，但是与频率成线性关系，并且可以通过放大器精确地建模为恒定的时间延迟。
典型特性显示S21在一个信号增益范围内，其中外部电阻已被调整以重新优化每个增益设置的平坦度。因为这是一个电流反馈运算放大器，当期望增益设置改变时，信号带宽可以保持相对恒定。非转换带宽与增益的关系图显示带宽与增益之间的一些变化（由于反向节点上的寄生电容效应），而逆变操作模式的变化很小。
在运算放大器数据表中，信号增益通常被称为V/V。这是从输入到输出的电压增益，由外部电阻比率设置。分频器的阻抗是由一个电阻与一个串联的电阻相匹配的，因为这个电阻的输出是由一个电阻来匹配的。图48中非换向电路匹配负载的对数增益为：
图49逆变电路匹配负载的对数增益为：
图48和图49中使用的特定电阻值为匹配负载提供了最大平坦带宽和12 dB增益。噪声系数部分的设计表总结了图48和图49所示电路在期望增益范围内所需的电阻值。
随着期望信号增益的增加，可实现的带宽减小。在不发生变化的情况下，其下降速度相对较快，如典型特征所示。逆变配置保持几乎恒定的带宽（使用正确选择的外部电阻值），直到RG减小到等于50Ω，并保持在该值以满足输入阻抗匹配要求，图49中通过增加RF实现增益的进一步增加。然后带宽迅速下降，如典型特性中-16 V/V的增益图所示。
反向隔离（S12）
反向隔离是一种测量注入输出引脚的功率返回源的方法。由于运算放大器几乎是单向信号设备，所以很少对运算放大器进行规定。在300MHz以下，图48的非反转配置比图49的反转提供了更好的隔离。通过350兆赫，两者的隔离度都远低于40分贝。
动态范围限制
射频放大器应用的下一个考虑因素是动态范围的限定。典型的固定增益射频放大器包括：
•–1-dB压缩（最大输出功率的测量）
•双音，三阶，输出互调截距（可实现的无杂散动态范围的测量）
•噪声系数（通过放大器时信噪比下降的量度）
–1-dB压缩
-1-dB压缩功率的定义是输出功率，其中实际功率比输入功率小1dB，再加上对数增益。在经典的射频放大器中，这通常比三阶截距小10分贝。这种关系不适用于运算放大器，因为环路增益使截距提高了10分贝，远高于1分贝的压缩。OPA695的-1-dB压缩的一个简单估计是匹配负载下可用的最大非回转限制输出电压摆幅，转换为1db的功率以满足定义。对于OPA695 on±5-V电源，其输出将在输出引脚处提供约±4.0 V或在匹配负载下提供±2.0 V。从VPP到功率的转换（对于正弦波）为：
将负载时的4.0-VPP摆幅转换为dBm可得到16 dBm；在此基础上增加1 dB（以满足定义）可使OPA695在±5-V电源下工作时压缩17 dBm–1-dB。对于需要低于OPA695的全转换速率的频率，这是一个很好的估计。
给定可用转换率和期望峰值输出摆幅（正弦波输出引脚处）的最大工作频率为：
将4600-V/μs的转换率置于反转操作模式下，并且输出引脚处的4.0-V峰值输出摆幅可获得259 MHz的最大频率。这是匹配负载下-1-dB压缩为17 dBm的最大频率。在较低的输出功率下，更高的可用带宽是可能的，如大信号带宽曲线所示。如图所示，7-VPP输出在100mhz频率响应平坦度几乎完美，无论是非逆变还是逆变操作。
双音三阶输出互调截获（OP3）
在窄带中频带中，每个放大器通常馈入一个能衰减大多数谐波失真项的带通滤波器。剩下的最麻烦的失真是第三阶，双音互调，它可以非常接近（在频率上）期望的信号，并且不能被过滤掉。如果将两个测试频率定义为FO+ΔF和FO–ΔF，则三阶互调失真产物将在FO+3ΔF和FO–3ΔF处下降。如果两个测试功率电平（PT）相等，则OPA695在这些频率下产生三阶杂散项（PS），并且在低于测试功率水平的功率电平下，由以下公式给出：
典型特征中所示的三阶截距图显示，低频时截距非常高，随频率增加而减小。此截距在匹配负载下定义，以允许与固定增益射频放大器直接比较。要在匹配负载下产生2-VPP全双音包络，在匹配负载（1vpp）下，每个功率电平必须为4dbm。使用方程式5和反转操作的性能曲线，在50 MHz（41.5 dBm截距）下，3阶杂散将比这些4dBm测试音调低2×41.5–4）=75 dB。对于只使用13毫安电源电流的放大器来说，这是一个异常低的失真。如果输出直接驱动到ADC输入的较轻负载中，则此性能水平的显著改进也是可能的。
这种非常高的截获与静态功率是由OPA695的高环路增益实现的。然而，这种环路增益确实会随频率而降低，从而导致典型特性中所示的OP3性能下降。如果在200兆赫的情况下，截获放大器的输出在200兆赫至200兆赫时尽可能达到21兆赫。截获性能随增益设置而略有变化，在较高增益时降低（即增益大于典型特性曲线中使用的8 V/V或12 dB增益），在低增益时增加。
噪声系数
所有固定增益射频放大器都显示出非�：玫脑肷凳ㄍǔ�<5 dB）。对于宽带放大器，这是通过一个低噪声输入晶体管和一个通过反馈设置的输入匹配来实现的。这种反馈大大降低了固定增益射频放大器的噪声系数，但也使输入匹配依赖于负载，而输出匹配依赖于输入端的源阻抗。
运算放大器的噪声系数总是高于固定增益射频放大器，这是因为运算放大器的内部电路更复杂（提供更高的输入噪声电压和电流项）。此外，对于简单电路，输入匹配设置为电阻。所获得的是一个几乎完美的I/O阻抗匹配，更好的负载隔离，非常高的三阶截获相对于静态功率。如果OPA695在if链中具有足够的增益，则可以接受这些较高的噪声值。
运算放大器噪声系数方程至少包括六个项（请参见噪声性能），这是由于外部电阻。作为参考点，图48的电路具有14 dB的输入噪声系数，而图49的反相配置具有11 dB的输入噪声系数。在较高的增益下，反转噪声系数通常比等效增益、无反转配置稍好一些。通过在输入端加入一个1:2匝的升压比变压器，提高了OPA695的无反转结构的噪声系数。这个配置如图52所示。
该变压器提供了一个无噪声的电压增益，以牺牲较高的源阻抗，为OPA695无转换输入电流噪声。变压器二次侧的200Ω电阻器仍将输入阻抗设置为50Ω。一个1:2匝比的变压器将把200Ω作为50Ω的阻抗反射到变压器的输入侧。使用1:2的升压变压器也可以将所需的放大器增益降低1/2，以获得任何特定的期望整体增益。
表1、表2和表3总结了作为精密中频放大器运行的OPA695的三个电路选项在所需增益设置上的建议电阻值和产生的噪声值。在每种情况下，RF和RG都会根据最佳带宽和所需增益进行调整。
在所有情况下，都会显示电阻的精确计算值；在应用程序中，选择最接近表中数值的标准电阻值。
设备功能模式
OPA695有两种功能模式。通过将逻辑1（>3.3V）应用于非禁用（禁用条）引脚，可以访问第一个功能模式。在这种模式下，放大器完全启用，并将消耗13毫安的电源电流。
第二个功能模式是禁用状态。通过对非禁用引脚应用逻辑0（<1.8 V）来访问禁用状态。在这种模式下，放大器被完全禁用，只消耗100μa的电流。
应用与实施
注意：以下应用章节中的信息不是TI组件规范的一部分，TI不保证其准确性或完整性。TI的客户负责确定组件的适用性。客户应验证和测试其设计实现，以确认系统功能。
申请信息
声表面波滤波器缓冲器
中频带的一个常见要求是用足够的增益缓冲混频器的输出，以恢复窄带SAW滤波器的插入损耗。图65显示了驱动声表面波滤波器的一种可能的配置。图53显示了50Ω负载下的截距。该电路在电压增益为–8 V/V的逆变模式下工作，使用增益设置电阻器提供50Ω的输入匹配，具有针对最大带宽（在本例中为700 MHz）优化的反�。⑼ü�50Ω的输出电阻在SAW滤波器的输入端进入匹配网络。如果声表面波滤波器的插入损耗为12分贝，则在声表面波滤波器的通带中，在声表面波输出端（可能是下一个中频放大器或混频器的输入阻抗）的50Ω负载的净增益为0分贝。在这个应用中使用OPA695将第一混频器与SAW滤波器的阻抗隔离，并在SAW滤波器带宽中提供非常低的二阶、三阶杂散电平。反向操作可提供最宽的带宽，最大增益为–12V/V（15.6dB）。无反转操作在增益设置高于此值时提供了更高的带宽，但也会略微降低截获和噪声系数性能。
本振缓冲放大器
OPA695还可用于缓冲混频器的本振（LO）。在+2的电压增益下工作，OPA695为本振提供了近乎完美的负载隔离，混频器的净增益为0分贝。可考虑通过1.4GHz服务水平的应用，但最佳运行条件是服务水平<1.0GHz，增益为+2。OPA695还可以提供增益，以驱动混频器的更高功率电平。OPA695作为LO缓冲器的一个选项如图54所示。因为OPA695可以驱动多个输出负载，两个相同的本振信号可以通过两个串联的50Ω输出电阻分接输出到分集接收机中的混频器。该电路设置为输出引脚的电压增益为+2V/V，混频器的增益为+1V/V（0dB），但可以很容易地进行调整以提供更高的增益。
宽带电缆驱动应用
OPA695的高转换率和带宽可用于满足最苛刻的电缆驱动应用。
电缆调制解调器返回路径驱动程序
标准电缆调制解调器上游驱动器通常需要在5兆赫至65兆赫的带宽上驱动高功率，同时提供<–50分贝的失真。高度集成的解决方案（包括可编程增益级）往往达不到这个目标，因为从放大器输出到线路的高损耗。OPA695更高的增益运算能力和极高的转换速率为以所需的无杂散动态范围传输该信号提供了一种低成本的解决方案。图55显示了使用OPA695作为电缆调制解调器返回路径的上游驱动程序的一个示例。在这种情况下，驱动器的输入阻抗由增益电阻（RG）设置为75Ω。可调增益级所需的输入电平被OPA695提供的15.5dB增益显著降低。在这个例子中，物理75Ω输出匹配电阻，连同双工器中的3dB损耗，在线路上使输出摆幅衰减9 dB。在这个例子中，一个单一的+12-V电源被用来实现6-VPP输出引脚电压通过65mhz的最低谐波失真。在这个例子中，对于6-VPP输出引脚电压摆幅，通过65mhz的小信号带宽和<-54dbc失真得到了测量性能。
这种电路的另一个选择是使用两个OPA695s驱动输出变压器的差分驱动器。这可以用来将可用的线路功率加倍，或者通过将每个阶段所需的输出摆幅减半来改善失真。MCNS规范要求的通道禁用必须通过使用PGA禁用功能来实现。MCNS禁用规范要求在信号通道关闭的情况下保持输出阻抗匹配。OPA695的禁用特性主要用于节能，并将输出和逆变输入引脚置于高阻抗模式。这不能保持所需的输出阻抗匹配。在图55的输入端关闭信号，同时保持OPA695激活，保持阻抗匹配，同时使线路上的噪声很小。由于OPA695的低输入噪声，图55电路（PGA源关闭，但仍呈现75Ω源阻抗）的线路噪声将非常低4 nV/√Hz（–157 dBm/Hz）。
RGB视频线路驱动器
OPA695的极高带宽以+2的增益运行，支持诸如辅助监视器驱动等应用的最快RAMDAC输出。增益2V/V视频线驱动器显示了在125MHz时0→+1V输入方波的测量性能。一般来说，放大器所需的全功率带宽必须至少为像素速率的一半。OPA695的非互易增益为+2，转换速率为2900V/μs，标准RGB视频电平的输出引脚电压摆幅为1.4VPP，带宽为600MHz，可支持高达1.26GHz的像素速率。图56显示了一个例子，其中三个opa695为高分辨率RGB RAMDAC提供辅助监视器输出。
从一个高转换速率的视频转换电路，从一个更高的带宽转换到一个高带宽的视频转换电路。这将提供比图56的电路更清晰的像素边缘。大多数高速数模转换器都是电流控制设计，既有用于视频的输出电流信号，也有通常被丢弃到匹配电阻器中的互补输出。互补电流输出可以作为辅助输出，如果它是反向的，如图57所示。在图57的电路中，互补电流输出端接一个等效的75Ω阻抗（RT和RG的并联组合），该阻抗还提供了一个电流分割，以减少通过反馈电阻器RF的信号电流。这使得RF可以增加到保持平坦频率响应的值。由于互补电流输出基本上是一个反向的视频信号，该电路在OPA695的输出端为零DAC输出电流设置一个白色视频电平（在非反转输入端使用0.77伏直流偏压），然后反转互补输出电流，以产生从零输出电流时的1.4伏到最大输出电流电平下的0伏的信号（假设最大输出电流为20毫安）。这提供了一个非�？泶�>800兆赫）视频信号能力。
任意波形驱动器
OPA695可作为中等输出功率任意波形驱动器应用的输出级。当在±5 V电源上操作OPA695时，通过一个50Ω的串联匹配电阻器驱动至50Ω匹配负载，可在匹配负载（15 dBm）下实现高达4.0-VPP的摆动。此功率水平可用于增益为±8，且通过100 MHz平坦响应。当直接从互补电流输出DAC接口时，考虑图57中的电路，该电路针对所考虑的特定DAC的峰值输出电流进行了修改。如果需要来自互补电流输出DAC的纯交流耦合输出信号，考虑使用图58电路的推挽输出级。这里的电阻值是为20毫安峰值输出电流DAC计算的，在匹配负载（18 dBm）下产生高达5-VPP的摆动。这种方法在负载下提供更高的功率，同时具有较低的二次谐波失真。
对于20毫安峰值输出电流DAC，由于输出端接地电阻为200Ω，因此10毫安的中标度电流提供2伏直流输出共模工作电压。每个输出端的总交流阻抗为50Ω，在DAC的2-V共模电压周围产生±0.5-V的摆动。这些电阻器还充当电流分配器，通过反馈电阻器（464Ω）发送75%的DAC输出电流。阻塞电容器将OPA695的输出电压接地，并在每个放大器输出处将单极DAC输出电流转换为0.75×20ma×464Ω=7vpp的双极摆幅。每一个输出正好与另一个输出相差180°，产生两个7vpp到匹配的电阻器中。为了限制峰值输出电流和改善失真，图58的电路设置了1.4:1的降压变压器。这反映出变压器一次侧的50Ω负载为100Ω。对于两个放大器输出端的最大14-VPP摆幅，匹配电阻器将在变压器输入端将其降至7vpp，然后在变压器输出端的50Ω负载下降至最大5-VPP。这种降压方法将峰值输出电流降低到14vp/（200Ω）=70ma。
差分I/O应用
OPA695提供了非常低的三阶失真项，对于单放大器操作来说，它具有主要的二阶失真。对于最低失真，特别是在需要差分输出的情况下，在差分I/O设计中操作两个OPA695s可以抑制这些偶数阶项，通过高频率和高功率提供极低的谐波失真。差分输出通常是高性能ADC、双绞线驱动和混频器接口的首选。实现差分I/O的两种基本方法是无反转或反转配置。因为输出是差分的，所以信号的极性有点无意义；这里的“非反转”和“反转”术语适用于将输入带到两个OPA695s中的情况。每种方法都有其优缺点。图59显示了非反转差分I/O应用程序的基本起点。
这种方法允许源端阻抗独立于信号增益。例如，简单的差分滤波器可以包括在信号路径中直到非反转输入，而不与增益设置交互。图59电路的差分信号增益为：
由于OPA695是一个电流反馈放大器，其带宽主要由反馈电阻值控制：图59显示了500Ω的典型值。然而，仅使用RG电阻，可以以相当大的自由度来调整差分增益。RG可以是对差分频率响应提供隔离整形的无功网络。交流耦合应用通常包括与RG串联的阻塞电容器。这将在低频时将增益降低到1，在更高的频率下上升到上面所示的AD表达式。图59中的非反转输入方法可用于比反转输入方法更高的增益，但由于运行非反转输入与反转输入模式的OPA695的转换率较低，因此可能具有较低的全功率带宽。
单电源或交流耦合增益的各种组合也可以使用图59的基本电路来实现。两个非互易输入端的共模偏置电压以1的增益传递到输出端，因为在每个逆变节点上相等的直流电压不会产生通过RG的电流。该电路显示从输入到输出的共模增益为1。如果没有必要（使用输入变压器），电源连接必须移除该共模信号，或者输入端的共模电压可以设置输出共模偏置。如果该电路的低共模抑制是一个问题，输出接口也可用于抑制该共模。例如，大多数现代差分输入adc都能很好地抑制共模信号，而通过变压器的线路驱动器应用也能消除变压器二次侧的共模信号。
图60显示了配置为逆变放大器的差分I/O级。在这种情况下，增益电阻（RG）成为电源输入电阻的一部分。这提供了比无反转配置更好的噪声性能，但限制了将输入阻抗与增益分开设置的灵活性。
这两个非转换输入提供了一个简单的共�？刂剖淙耄乇鹗侨绻缭词峭ü峦坊虮溲蛊鹘涣黢詈系�。在任何一种情况下，两个非转换输入端上的共模输入电压对输出端的增益为1，从而为单电源操作提供了简单的共�？刂�。该配置中的OPA695将反馈限制在500Ω区域，以获得最佳频率响应。在射频固定的情况下，输入电阻可以调整到所需的增益，但也会改变输入阻抗。该电路从输入到输出的高频共模增益与信号增益相同。同样，如果源可能包括不希望的共模信号，则可以在输入端使用阻塞帽（用于低频和直流共模）或变压器耦合来拒绝该信号。典型特性中显示的差分性能图使用图60的配置和输入1:1的变压器。图60电路中的差分信号增益为：
使用这种配置可以抑制二次谐波，只留下三次谐波作为输出SFDR的限制。逆变配置的较高转换率还扩展了全功率带宽和低互调失真的范围，超过了图59的电路可用的性能带宽。典型特性表明，图60的电路在AD＝10时工作，可传送超过16 VPP的信号500 MHz–3 dB带宽。使用方程式4，这意味着每个输出的差动输出转换为18000 V/μs，或9000 V/μs。此输出转换率远高于规定值，可能是由于差动试验中使用的负载较轻。
这种反向输入差分配置适用于高SFDR转换器接口，特别是窄带中频通道。典型特性表明，在90mhz范围内，2音、3阶互调截距超过45dbm。虽然这些数据是在800Ω的负载下采集的，但截获模型似乎适用于该电路，将功率电平视为50Ω。例如，在70兆赫时，差分典型特征图显示了48 dBm的截距。为了预测2音互调SFDR，假设2-VPP最大差分输入转换器低于满标度包络-1-dB，每个音调的测试功率电平将为9 dBm–6 dBm=3 dBm。将其放入截距方程中，得到：
单音失真数据显示，在70 MHz时，2-VPP输出到800Ω负载时，SFDR约为72 dB。放大器后面的一个适度的后滤波器可以减少这些谐波（第二次在140兆赫，第三次在210兆赫）到一个点，在一个70兆赫的中频操作中，转换器的全SFDR可以在85分贝的范围内。
操作建议
设置电阻值以优化带宽
电流反馈运算放大器，如OPA695，可以保持几乎恒定的带宽超过信号增益设置与适当的调整外电阻值。这表现在典型特征中。随着小信号带宽的增加，增益略有下降。这些曲线还表明，反馈电阻已经改变了每个增益设置。电流反馈运算放大器电路逆变侧的电阻值可以被视为频率响应补偿元件，而它们的比值决定了信号增益。图15显示了OPA695小信号频率响应分析电路。
这种电流反馈运算放大器模型的关键元素是：
•α⇒从非反转输入到反转输入的缓冲增益。
•RI⇒缓冲器输出阻抗
•iERR⇒反馈错误电流信号
•Z（s）⇒从iERR到VO的频率相关开环跨阻增益
缓冲器增益通常非常接近1.00，并且通常从信号增益考虑中被忽略。但是，它将为单个运算放大器差分放大器配置设置CMRR。对于缓冲增益α<1.0，CMRR=–20×log（1–α）。
缓冲区输出阻抗RI是带宽控制方程的一个关键部分。对于OPA695，对于±5-V操作，其典型值约为28Ω，对于单+5-V操作，通常为31Ω。
电流反馈运算放大器感测反相节点中的误差电流（与电压反馈运算放大器的差分输入误差电压相反），并通过内部频率相关的跨阻增益将其传递到输出。典型特性表明这种开环跨阻响应。这类似于电压反馈运算放大器的开环电压增益曲线。发展图64电路的传递函数得出等式9：
式中：
•NC=1+RF/RG=噪声增益
这是以环路增益分析格式编写的，其中由非无限开环增益引起的误差以分母表示。如果Z（s）在所有频率上都是无穷大，则方程9的分母将减小为1，分子中显示的理想期望信号增益将达到。方程式9分母中的分数决定了频率响应。方程10将其表示为回路增益方程：
如果在开环跨阻图上叠加20×log（RF+NG×RI），两者之差即为给定频率下的环路增益。最终，Z（s）滚减到等于方程10的分母，此时环路增益减小到1（曲线相交）。等式9给出的放大器闭环频率响应开始衰减，与电压反馈运算放大器的噪声增益等于开环电压增益的频率完全相似。不同之处在于，等式10分母中的总阻抗可与期望信号增益（或NG）分开控制。
OPA695经过内部补偿，在±5-V电源的NG=8时，RF=402Ω的最大平坦频率响应。计算方程7的分母（反馈跨阻）得出了663Ω的最佳目标。随着信号增益的变化，NG×RI项在反馈跨阻中的贡献也会发生变化，但通过调整RF可以使其保持不变。方程11给出了最佳射频过信号增益的近似方程：
随着期望信号增益的增加，这个方程最终将预测一个负的射频。通过将RG保持在最小值10Ω，可以设置此调整的主观限制。如果RF太低，较低的值将在输入级和输出级加载缓冲级，从而降低带宽。图62显示了±5 V和单个+5 V操作的推荐RF与NG。方程8中使用的+5-V操作的最佳目标反馈阻抗为663Ω，而典型的缓冲器输出阻抗为32Ω。所示的RF与gain的值大致等于用于生成典型特性曲线的值。在某些情况下，使用的值与此处显示的值稍有不同，因为在典型特性中使用的值也对简化分析中未考虑的板寄生进行校正，从而得出方程式11。图62所示的值为需要带宽优化和需要平坦频率响应的设计提供了一个良好的起点。
输入端的总阻抗可以调节闭环信号的带宽。在逆变输入和求和结之间插入一个串联电阻会增加反馈阻抗（方程式10的分母），从而降低带宽。OPA695的内部缓冲器输出阻抗受源阻抗的轻微影响，而源阻抗是从非反转输入端向外看的。高源电阻增加RI，降低带宽。对于那些通过高值电阻在非反相输入处产生中点偏置的单电源应用，去耦电容器对于抑制电源纹波、非反相输入噪声电流分流和最小化图61中RI的高频值至关重要。
逆变反馈优化由于输入端的阻抗匹配要求而变得复杂，如图49所示。在这种情况下，必须使用表3中所示的电阻值。
输出电流和电压
OPA695提供的输出电压和电流能力与驱动双端接50Ω线路相一致。对于增益为+8的100Ω负载（见图48），总负载是100Ω负载和456Ω总反馈网络阻抗的并联组合。该82Ω负载需要不超过45 mA的输出电流，以支持为100Ω负载规定的±3.7 V最小输出电压摆幅。这远远低于最小±90 mA规格。
上述规范虽然在行业中很熟悉，但分别考虑了电压和电流限制。在许多应用中，与电路运行更相关的是电压×电流或V-I乘积。参考图21。此图的X轴和Y轴分别显示零电压输出电流限制和零电流输出电压限制。四个象限提供了OPA695输出驱动器功能的更详细的视图。将电阻负载线叠加到图上可以显示特定负载的可用输出电压和电流。
最小规定输出电压和电流超温是通过最坏情况下的模拟来设定的。只有在冷启动时，输出电流和电压才会降低到规格表中所示的数值。当输出晶体管提供功率时，结温升高，降低VBE（增加可用输出电压摆幅）和增加电流增益（增加可用输出电流）。在稳态运行中，由于输出级结温高于规定的最低工作环境温度，因此可用的输出电压和电流始终大于超温规范中所示的值。
为保持最大输出级线性度，不提供输出短路保护。这通常不是一个问题，因为大多数应用程序在输出端包括一个串联匹配电阻器，如果该电阻器的输出端对地短路，则限制内部功耗。然而，在大多数情况下，将输出引脚直接短接到相邻的正极电源引脚上会损坏放大器。如果需要额外的短路保护，考虑电源线中的一个小串联电阻器。在重输出负载下，这减少了可用的输出电压摆幅。每根电源线中的一个5Ω串联电阻器将输出短路时的内部功耗限制在1W以下，而对于高达50mA的期望负载电流，可用输出电压摆幅仅为0.25V。始终将0.1-μF电源去耦电容器直接放置在这些电源限流电阻器之后的电源引脚上。
驱动电容性负载
容性负载是运算放大器最苛刻，也是最常见的负载条件之一。通常，电容性负载是A/D转换器的输入，包括额外的外部电容，这可能是改善A/D线性度的建议。像OPA695这样的高速、高开环增益放大器，当电容性负载直接施加在输出引脚上时，其稳定性和闭环响应峰值很容易降低。当考虑放大器的开环输出电阻时，这种电容性负载会在信号通路中增加一个极点，从而降低相位裕度。有人提出了解决这个问题的几种外部解决办法。当主要考虑的是频率响应平坦度、脉冲响应保真度和失真度时，最简单和最有效的解决方案是通过在放大器输出和电容性负载之间插入一个串联的隔离电阻器来将电容性负载与反馈环隔离开。这并没有从环路响应中消除极点，而是将其移位，并在更高频率下加零。附加零位的作用是消除电容性负载极的相位滞后，从而增加相位裕度，提高稳定性。
典型特性显示了推荐的RS与电容性负载以及负载下产生的频率响应。大于2 pF的寄生电容性负载会开始降低OPA695的性能。长PCB轨迹、不匹配的电缆以及到多个设备的连接都可能超过此值。务必仔细考虑这种影响，并将推荐的串联电阻器尽可能靠近OPA695输出引脚（请参阅布局指南）。
失真性能
OPA695在±5-V电源的100Ω负载下具有良好的失真性能。与其他解决方案相比，OPA695在较高的频率（>20mhz）下保持较低的失真。通常，在基波信号达到非常高的频率或功率水平之前，二次谐波占主导地位，而三次谐波分量可以忽略不计。针对二次谐波，增加负载阻抗直接改善失真：总负载包括反馈网络。在非反相配置中（见图48），这是RF+RG的总和，而在反相配置中，这只是RF。此外，在电源引脚之间提供额外的电源去耦电容器（0.01μF）（用于双极操作）可稍微改善二阶失真（3db到6db）。
在大多数运算放大器中，增加输出电压摆幅直接增加谐波失真。典型的性能曲线显示，2次谐波的增长率略低于预期的2倍速率，而3次谐波的增长率略低于预期的3倍速率。当测试功率加倍时，其与第二谐波之间的差值减小小于预期的6dB，而其与第三谐波之间的差值减小的幅度小于预期的12dB。
OPA695具有极低的三阶谐波失真。这也提供了一个高2音调，3阶互调截距，如典型特征曲线所示。当通过50Ω匹配电阻器驱动时，截距曲线定义在50Ω负载下，以允许与RF MMIC器件直接比较，并且显示的两个增益均为±8。在反转模式下操作OPA695，截获性能略有改善。输出匹配电阻使从输出引脚到负载的电压摆幅衰减6分贝。如果OPA695直接驱动到高阻抗设备（例如ADC）的输入端，则不会采用这种6-dB的衰减。在这些条件下，截距至少增加6 dBm。
截距预测了两个近距离频率的互调产物。如果两个试验频率F1和F2是用平均频率和δ频率规定的，FO=（F1+F2）/2和ΔF=| F2–F1 |/2，两个三阶，在FO±3×ΔF处出现闭合杂散音调。两个相等的测试音功率电平与这些互调杂散功率电平之间的差值由ΔdBc=2×（OP3–PO）得出，式中，OP3是从典型特性曲线获得的截距，PO是两个紧密间隔试验频率中的一个在50Ω负载下的功率电平，单位为dBm。例如，在50MHz，增益为–8时，OPA695在匹配的50Ω负载下截距为42dBm。如果两个频率的全包络必须为2vpp，则要求每个音调为4dbm。然后，三阶互调杂散音调低于测试音调功率电平（-72 dBm）2×（42–4）=76 dBc。如果同样的2-VPP双音包络被直接传送到ADC的输入端，而没有匹配损耗或50Ω网络的负载，截距将至少增加到48dbm。在相同的信号和增益条件下，但现在直接驱动到轻负载中，则第三阶杂散音调至少比以50 MHz为中心的4 dBm测试音调功率电平低2×（48–4）=88 dBc。测试表明，实际上，由于大多数adc的负载较轻，三阶杂散电平要低得多。
噪声性能
OPA695在电压和电流噪声项之间提供了一个极好的平衡，以实现低输出噪声。逆变电流噪声（22pa/√Hz）低于大多数电流反馈运算放大器，而输入电压噪声（1.8nv/√Hz）低于任何单位增益稳定的宽带电压反馈运算放大器。这种低输入电压噪声是以较高的非转换输入电流噪声（18pa/√Hz）为代价实现的。只要从非交换节点向外看的交流源阻抗小于50Ω，该电流噪声对总输出噪声的贡献不大。运算放大器的输入电压噪声和两个输入电流噪声项结合在一起，可在各种工作条件下产生低输出噪声。图63显示了包含所有噪声项的运算放大器噪声分析模型。在这个模型中，所有的噪声项都被认为是噪声电压或电流密度项，单位为nV/√Hz或pA/√Hz。
总输出斑点噪声电压可以计算为所有平方输出噪声电压贡献者和的平方根。方程式12显示了输出噪声电压的一般形式，使用图59所示的术语。
将该表达式除以噪声增益（NG=（1+RF/RG））得到非反转输入处的等效输入参考点噪声电压，如等式13所示：
对图48中所示的OPA695电路和元件值的这两个方程进行评估，得出总输出点噪声电压为18.7 nV/√Hz，总等效输入点噪声电压为2.3 nV/√Hz。总输入参考点噪声电压高于仅运算放大器电压噪声的1.8-nV/√Hz规范。这反映了由反向电流噪声乘以反馈电阻而增加到输出的噪声。如果反馈电阻在高增益配置中减�。ㄈ缜八觯蚬�13给出的总输入参考电压噪声接近运算放大器本身的1.8 nV/√Hz。例如，增益为+20（使用RF=200Ω）时，输入参考噪声的总值为2.0 nV/√Hz。
有关运算放大器噪声计算的更完整讨论，请参阅TI应用说明，SBOA066，高速运算放大器的噪声分析。
直流精度和偏移控制
像OPA695这样的电流反馈运算放大器在高增益下提供了卓越的带宽，提供了快速的脉冲稳定，但只有中等的直流精度。典型的技术指标显示了一个可与高速电压反馈放大器相媲美的输入偏置电压；然而，两个输入偏置电流稍高且不匹配。虽然偏置电流抵消技术对大多数电压反馈运算放大器是有效的，但它们通常不会降低宽带电流反馈运算放大器的输出直流偏移。由于两个输入偏置电流的大小和极性都是不相关的，匹配每个输入端的源阻抗以减少它们对输出端的误差贡献是无效的。使用最坏情况下+25°C输入偏置电压和两个输入偏置电流评估图48的配置，得出最坏情况下的输出偏置范围等于：
式中：
•NG=非转换信号增益
= ±(8 × 3.0 mV) ± (30 μA × 25 Ω × 8) ±(402 Ω × 60 μA)
= ±24 mV ± 1.6 mV ± 24 mV
= ±54 mV
通常需要微调输出偏移零点或直流工作点调整。在运算放大器电路中引入直流偏移控制有许多技术。大多数简单的调整技术都不能校正温度漂移。
停电操作
OPA695提供可选的电源关闭功能，可用于降低系统功率。如果V数字化信息系统控制引脚未连接，OPA695工作正常。此关闭仅用作省电功能。前向路径隔离对小信号有效。不能保证大信号隔离。不建议使用此功能将两个或多个输出多路复用在一起。施加在关机输出级上的大信号会打开寄生器件，降低所需信道的信号线性度。
从关机状态开始，开启时间很快，通常<60 ns。关断时间很大程度上取决于外部电路配置，但对于图48中的电路，通常为200 ns。
要关闭，控制引脚必须断言为低。此逻辑控制参考正电源，如图64的简化电路所示。
在正常运行中，通过120-kΩ电阻器向Q1提供基极电流，而通过8-kΩ电阻器的发射极电流会产生一个不足以使Q1发射极中的两个二极管打开的电压降。当电流拉低时，额外的电流通过8-kΩ电阻器，最终接通这两个二极管（≈180μA）。在这一点上，任何进一步的电流从VDIS中抽出 通过那些二极管保持发射极基极电压Q1约为0伏。这切断了集电极电流Q1，关闭放大器。关机模式下的电源电流仅为运行图64所示电路所需的电流。
禁用时，输出和输入节点将进入高阻抗状态。如果OPA695在+1的增益下工作，则输出端将显示非常高的阻抗（3pf | | 1MΩ）和异常的信号隔离。如果在大于+1的增益下工作，总反馈网络电阻（RF+RG）显示为回望输出的阻抗，但电路仍将显示非常高的正向和反向隔离。如果配置为逆变放大器，输入和输出通过反馈网络电阻（RF+RG）连接，从而提供相对较差的输入输出隔离。
热分析
OPA695在大多数应用中不需要外部散热。最大期望结温设置如下所述的最大允许内部功耗。在任何情况下，最高结温不得超过150℃。
工作结温度（TJ）由TA+PD×θJA给出。总内部功耗（PD）是静态功率（PDQ）和输出级（PDL）消耗的附加功率之和。静态功率就是指定的空载供电电流乘以整个部件的总供电电压。PDL取决于所需的输出信号和负载。然而，对于接地电阻负载，当输出固定在等于任一电源电压的一半（对于相等的双极性电源）时，PDL将处于最大值。在此条件下，PDL=vs2/（4×RL），其中RL包括反馈网络负载。
注意，决定内部功耗的是输出级的功率而不是负载。
作为绝对最坏情况的例子，使用图48电路中的OPA695IDBV（SOT23-6封装）计算最大TJ，该电路在最大规定环境温度+85°C下运行，并驱动接地100Ω负载。
此最高工作结温度远低于大多数系统级目标。由于在该计算中假设了绝对最坏情况下的输出级功率，因此大多数应用都较低。
典型应用
设计要求
声表面波滤波器缓冲器
中频带的一个常见要求是用足够的增益缓冲混频器的输出，以恢复窄带SAW滤波器的插入损耗。图65显示了驱动声表面波滤波器的一种可能的配置。图53显示了50Ω负载下的截距。该电路在电压增益为–8 V/V的逆变模式下工作，使用增益设置电阻器提供50Ω的输入匹配，具有针对最大带宽（在本例中为700 MHz）优化的反�。⑼ü�50Ω的输出电阻在SAW滤波器的输入端进入匹配网络。如果声表面波滤波器的插入损耗为12分贝，则在声表面波滤波器的通带中，在声表面波输出端（可能是下一个中频放大器或混频器的输入阻抗）的50Ω负载的净增益为0分贝。在这个应用中使用OPA695将第一混频器与SAW滤波器的阻抗隔离，并在SAW滤波器带宽中提供非常低的二阶、三阶杂散电平。反向操作可提供最宽的带宽，最大增益为–12V/V（15.6dB）。无反转操作在增益设置高于此值时提供了更高的带宽，但也会略微降低截获和噪声系数性能。
详细设计程序
设计过程从计算所需的信号增益和信号摆幅开始。一旦确定了增益和摆幅要求，就要选择合适的放大器和所需的电源电压。由于输入阻抗为50Ω，增益和输入阻抗要求反馈电阻值为400Ω。
在此应用中，电源电压为12 V单端。为了提供适当的直流工作点，有必要对非逆变输入施加一个中间电源电压。这是通过使用一个电阻分压器来实现的，该分压器由两个1%精度的5kΩ电阻器和两个陶瓷旁路电容器组成。这些元件为非逆变输入提供准确的低交流阻抗参考电压。逆变输入只需要一个交流耦合电容器，将6V工作电压与信号源隔离。在本例中，使用陶瓷1000 pF电容器。
图65所示电路的输出电阻值为50Ω。该电阻器需要调整以适应声表面波输入阻抗。可能还需要额外的信用证部件，更多细节请参考锯制造商的设计指南。
应用曲线
电源建议
高速放大器需要低电感电源线和低ESR旁路电容器。在可能的情况下，必须在印刷电路板设计中同时使用电源和接地层，并且电源平面必须与电路板叠层中的接地层相邻。电源电压必须以期望的放大器输出电压为中心，因此对于接地参考输出信号，需要分路供电。电源电压必须在5 V到12 V之间。
布局
布局指南
要获得最佳的性能与高频放大器如OPA695需要仔细注意板布局寄生和外部元件类型。优化性能的建议包括：
•将所有信号输入/输出引脚对任何交流接地的寄生电容降至最低。输出和逆变输入引脚上的寄生电容会导致不稳定；在非逆变输入端，寄生电容会与源阻抗发生反应，导致无意的带宽限制。为了减少不必要的电容，信号I/O管脚周围的一个窗口必须在这些引脚周围的所有地面和电源平面上打开。否则，地面和动力飞机必须在飞机上的其他地方完好无损。
•将电源引脚与高频0.1-μF去耦电容器之间的距离（<0.25“）减至最小。在设备引脚处，接地和电源平面布局不得靠近信号输入/输出引脚。避免狭窄的电源和接地痕迹，以尽量减少引脚和去耦电容器之间的电感。电源连接必须始终与这些电容器断开连接。两个电源之间的可选电源去耦电容器（用于双极操作）提高了2ndharmonic失真性能。主电源引脚上还必须使用较大的（2.2μF至6.8μF）去耦电容器，在较低频率下有效。这些可以放置在离设备稍远的地方，并且可以在PCB的相同区域中的多个设备之间共享。
•仔细选择和放置外部组件将保持OPA695的高频性能。电阻器必须是低电抗类型。表面贴装电阻工作最好，并允许更紧凑的整体布局。金属膜和碳组成，轴向引线电阻也能提供良好的高频性能。使其引线和PCB跟踪长度尽可能短。切勿在高频应用中使用线绕式电阻器。因为输出管脚和逆变输入管脚对寄生电容最敏感，所以始终将反馈和串联输出电阻（如有）尽可能靠近输出管脚。其他网络元件，如非转换输入端接电阻器，也必须放在靠近封装的地方。如果允许双面元件安装，将反馈电阻器直接放置在电路板另一侧的封装下方，位于输出和反向输入引脚之间。频率响应主要由反馈电阻值决定。增加它的值会减少带宽，而减小它会产生更高的峰值频率响应。402Ω反馈电阻器（在典型的性能规范中使用，增益为±5-V电源的+8）是一个很好的设计起点。注意，单位增益跟随器应用需要523Ω反馈电阻，而不是直接短路。电流反馈运算放大器需要一个反馈电阻，即使在单位增益跟随器配置，以控制稳定性。
•与板上其他宽带设备的连接可以通过短的直接记录道或通过板载传输线进行。对于短连接，将跟踪和下一个设备的输入视为集中电容负载。必须使用相对较宽的迹线（50密耳至100密耳），最好在地面和动力飞机周围打开。从图40的曲线图中估计总电容负载并设置RS。低寄生电容性负载（<5 pF）可能不需要RS，因为OPA695名义上是补偿的，可以在2-pF寄生负载下工作。如果需要较长的记录道，并且双端接传输线固有的6-dB信号损耗是可接受的，则使用微带线或带状线技术来实现匹配阻抗传输线（请参阅有关微带和带状线布局技术的ECL设计手册）。在船上通常不需要50Ω的环境。事实上，高阻抗环境改善了失真，如失真与负载曲线所示。定义了特性电路板跟踪阻抗（基于电路板材料和迹线尺寸），使用匹配的串联电阻器从OPA695的输出端进入跟踪。在目的地装置的输入端也使用端接分流电阻器。记住，终端阻抗将是并联电阻和目标设备输入阻抗的并联组合；必须设置总有效阻抗以匹配跟踪阻抗。OPA695的高输出电压和电流能力允许多个目的地设备被作为单独的传输线来处理，每一个都有自己的串联和并联终端。如果双端接传输线的6-dB衰减不可接受，则长记录道只能在源端串联端接。在这种情况下，将跟踪视为电容性负载，并设置串联电阻值，如图40所示。这将无法保持信号完整性以及双端接线路。如果目的设备的输入阻抗较低，则由于串联输出形成的分压器进入终端阻抗，会有一些信号衰减。
•不建议将OPA695这样的高速零件套入。插座引入的额外引线长度和引脚顶部电容会产生麻烦的寄生网络，几乎不可能实现平滑、稳定的频率响应。将OPA695直接焊接到电路板上可获得最佳效果。
输入和ESD保护
OPA695是用一种非常高速的互补双极工艺制造的。对于这些小型几何器件，内部结击穿电压相对较低。这些故障反映在报告绝对最大±6.5 V电源的绝对最大额定值中。所有设备引脚都有有限的ESD保护，使用内部二极管到电源，如图67所示。
这些二极管还提供适度的保护，以输入高于电源的过驱动电压。保护二极管通常可支持30毫安的连续电流。如果可能有更高的电流（例如，在带有±15-V电源部件的系统中驱动至OPA695），则必须在两个输入端添加限流串联电阻器。保持这些电阻值尽可能低，因为高值会降低噪声性能和频率响应。
布局示例
如布局指南和图68所示，输入端接电阻器、输出电阻器和旁路电容器必须靠近放大器。电源和接地板放在放大器下面，但必须从输入和输出引脚下拆下，如图68所示。
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