特点
•适合汽车应用
•AEC-Q100合格
•用于电机控制的三相桥式驱动器
•驱动6个独立的N沟道功率MOSFET，高达250 nC栅极充电
•可编程140 mA–1 A栅极电流驱动（源/汇），便于输出斜率调整
•符合所有FET/40 V过冲的感应驱动器
•每个功率MOSFET的单独控制输入
•PWM频率高达30 kHz
•支持100%占空比运行
•工作电压：4.75至30 V
•由于集成了用于产生栅极驱动器电压的升压变换器，所以电源电压正常运行
•逻辑功能降至3V
•短路保护，带VDS监控和可调检测水平
•两个集成的高精度电流检测放大器，两个增益可编程第二级，在低负载电流运行时具有更高的分辨率
•过压和欠压保护
•具有可编程死区保护功能
•三个实时相位比较器
•超温警告和停机
•通过SPI接口进行复杂的故障检测和处理
•电池反向保护至-4 V（带串联保护电阻）
•睡眠模式功能
•复位和启用功能
•包装：64针HTQFP PowerPAD™
应用
•汽车安全关键电机控制应用
–电动助力转向系统（EPS、EHPS）
–电子制动/制动辅助
–变速器
–油泵
•工业安全关键电机控制应用
说明
桥驱动器是专用于汽车三相无刷直流电机控制包括安全相关的应用。它为正常水平的N沟道MOSFET晶体管提供六个专用驱动器。驱动器功能设计为处理250 nC的栅极电荷，驱动器源/汇电流可编程，便于输出斜率调整。该设备还通过SPI接口集成了复杂的诊断、保护和监控功能。一个带有集成场效应晶体管的升压变换器提供了过驱动电压，允许对功率级进行完全控制，即使电池电压低至4.75V。
功能框图
详细说明
DRV3201-Q1设计用于在汽车应用中使用脉冲宽度调制控制三相无刷直流电机。三个高边和三个低边门驱动器可以单独切换，传输延迟很低。输入逻辑防止同一通道的高、低压侧驱动器同时激活。可以通过SPI通信接口访问配置和状态寄存器。
供应概念
DRV3201-Q1的电池电压工作范围在4.75 V和30 V之间。DRV3201Q1使用3.3 V或5 V MCU工作，这可以通过将MCU的IO电压连接到DRV3201-Q1的VDD_IO引脚，并将MCU的ADC参考电压连接到DRV3201-Q1的ADREF引脚来实现。所有数字输出与VDDIO相关，所有模拟输出与ADREF相关（箝位）。除EN引脚外，所有数字输入均与内部电源VCC3有关。外部功率场效应晶体管的栅极驱动器的工作电压为4.75伏。当电源电压低于4.75v时，外部fet的栅极被主动拉低。当电源电压低于3V时，这些栅极被半主动拉下。门驱动器和内部逻辑的最小启动电池电压为4.75 V。
来自全功能电池电压范围（即4.7 V和30 V之间）的内部逻辑，包括SPI接口，即使在电池电压降到3V时也能工作。当电池电压降到3V以下时，DRV3201-Q1触发一个完整的内部复位，清除所有内部状态位和寄存器。此外，当DRV3201-Q1逻辑复位时，与MCU的SPI通信被禁用。
VCC5是电流感应放大器和其他内部模拟电路的内部电源。VCC5引脚需要用典型的4.7nF电容进行外部解耦。VCC5具有内部电流限制，以避免由于VCC5针脚上的外部对地短路而造成任何内部损坏。
VCC3是内部逻辑的内部电源。VCC3引脚需要用典型的4.7nF电容进行外部解耦。由于VCC3由VCC5调节器供电，其输出受VCC5电流限制，因此在VCC3引脚外部接地短路的情况下，可避免任何内部损坏。如果VCC5引脚或VCC3引脚对地短路，内部逻辑复位，MCU可检测到这一点，因为SPI通信被禁用。在这种情况下，强烈建议MCU采取必要的措施，关闭EN引脚并关闭DRV3201-Q1，以避免VCC5和/或VCC3过载时间过长。
升压变换器
升压转换器配置为向电源电压提供附加电压。boost变换器需要一个外部电感、电容器、肖特基二极管和一个接地电阻来进行电流感应。高压侧和低压侧栅极驱动器均由升压变换器供电。这使得DRV3201-Q1能够实现所有外部电源FET的全范围门源驱动电压，即使在电池电压降至4.75 V时也是如此。升压转换器有一个单独的B趵EN引脚来启用/禁用。当设备处于休眠模式时，升压转换器无法启用。
睡眠模式/活动模式
EN（Enable）引脚使设备进入睡眠模式。在EN引脚的下降沿，在典型的6μs除晶时间之后，外部功率fet的栅极被栅极驱动器主动拉低。之后（最小20μs，最大35μs后）内部电源VCC5、VCC3、升压转换器和电流检测放大器关闭，外部功率FET的栅极被半主动下拉电阻器拉低（见半主动下拉电阻器）。内部逻辑被置于复位状态，所有内部寄存器被清除。睡眠模式下没有可用的诊断信息。
EN引脚上的上升沿使设备在TBD通电时间后处于活动模式。在激活模式下，电源VCC5和VCC3存在，并且可以通过B_EN引脚启用或禁用升压转换器。由于所有内部寄存器在休眠模式下被清除，每次从休眠模式唤醒到活动模式后，MCU必须将DRV3201-Q1编程为所需的设置。
数字输入/输出引脚
除EN引脚外，所有数字输入引脚（端子功能表中标记为HVI_D）均具有与内部VCC3电源相关的阈值电压。因此，无论VDDIO电平是否超出限制，这些输入引脚的状态都是有效的。这些数字输入引脚有一个故障安全ESD结构，只有反向二极管路径到地，没有反向二极管路径到任何电源电压。根据功能的不同，这些输入引脚有一个内部无源下拉或上拉。所有数字输出引脚（标有LVO_D）在VDDIO和地面之间有一个推挽级。因此，逻辑高电平与VDDIO有关。
重置
DRV3201-Q1可以通过将RSTN切换到低电平来复位。当RSTN低时，所有状态位和寄存器设置被清除，boost转换器和电流检测放大器关闭，栅极驱动器输出被有效地拉低，最大设置为漏电流，从而关闭外部功率fet。当RSTN强制为低时，内部电源VCC3和VCC5仍然有效。RSTN的输入高阈值和低阈值与VCC3有关，因此与VDDIO无关，因此无论VDDIO电平是否超出限值，RSTN引脚的状态都是有效的。
门驱动器
DRV3201-Q1有三个高压侧和低压侧栅极驱动器。每个高边和低边栅极驱动器都包含一个可编程的源极和下沉电流，用于对外部功率场效应晶体管的栅极进行充放电。
数字逻辑防止一个功率级的高、低压门驱动器同时激活。如果检测到来自MCU的同时激活命令，则在状态寄存器中标记故障。
闸门驱动器坡度控制
DRV3201-Q1的设计支持自适应斜率控制，通过可编程的汇电流和源电流对外部功率FET的栅极进行充放电。表1给出了用于编程栅极驱动器的漏电流和源电流的斜坡寄存器。
为了降低因改变坡度设置而导致坡度扭曲的风险，上升沿的新坡度设置仅在受影响的闸门驱动器的下一个下降沿之后才生效，反之亦然。这不适用于唤醒到活动模式后直接使用。只要唤醒后没有将低压侧或高压侧门驱动器切换到激活模式，编程设定的坡度设置立即激活。
为了实现输出fet和开关速度的高可扩展性，还有一种通用的降低电流模式设置，其中所有栅极充电/放电电流为编程设置的25%。此外，通过将配置寄存器1（CFG1）中的位7设置为1，可以将驱动器设置为开关模式。在这个设置中，驱动器不受电流限制，并且可以在外部用栅极线中的电阻器来限制开关速度。在这种模式下，强烈建议将斜率寄存器（CURR0–3）设置为0x3F，以获得最大电流设置，并且仅限外部电阻器的电流限制。
直接模式（6 x输入操作）
直接模式是每次从睡眠模式唤醒到活动模式后的默认操作模式。在直接模式下，所有的门驱动器可以通过数字输入引脚IHSx/ILSx单独控制。
PWM模式（3 x输入操作）
或者，通过将配置寄存器1（CFG1）中的位6设置为1，可以在PWM模式下操作栅极驱动器。PWM模式仅用三个PWM信号控制所有六个门驱动器。PWM模式下的有效控制是IHSx输入。当所有安全功能保持激活状态时，低侧控制由相应的IHSx信号导出。在PWM模式下，ILSx输入可以用作SPI可读通用输入。
门驱动器关闭
当DRVOFF引脚为高电平时，栅极驱动器的输出会被有效地拉低，并通过为sink电流编程设置来关闭外部功率fet。同时，IHSx/ILSx输入可以通过SPI读回。启用VDS比较器和标志错误（如果VDS过高），可用于确保这些块的功能。当DRVOFF被强制降低时，boost变换器、电流检测放大器以及内部VCC3和VCC5电源仍处于活动状态。DRVOFF的输入高、低阈值与VCC3有关，与VDDIO无关，因此无论VDDIO电平是否超限，DRVOFF引脚的状态都是有效的。
主动下拉
当外部电源FET需要关闭且DRV3201-Q1处于激活模式（通过正�？刂菩藕�、DRVOFF信号、RSTN信号或任何错误处理），门驱动器提供低欧姆有源下拉。当功率场效应晶体管的栅源电压低于2v时，程序化的电流汇行为转变为Rdson行为，以增加下拉强度。
半有源下拉电阻器
每个高、低压侧驱动器都有一个典型的500 kΩ电阻，从栅极到源极充当无源下拉，以保持外部功率场效应晶体管在不供电的情况下关闭。此外，半主动下拉电路将典型电压为2V时的栅极阻抗降低到7KΩ左右。这种半主动下拉电路在正常工作时被关闭，以避免栅极驱动器更高的直流电流消耗。
闸门驱动器关闭路径
表2总结了EN、RSTN和DRVOFF引脚的可能状态以及对门驱动器的影响。
（1）、对于3V<VS<4.75V，VS欠压检测主动拉低外部FET的栅极。对于VS<3V，这些门半主动下拉。
安全
DRV3201-Q1具有广泛的安全特性，有助于应用程序授予高安全级别。
监视的错误
以下各节描述监视的错误。这些错误的处理在可配置的安全模式中描述。
漏源电压监测
DRV3201-Q1为每个外部功率MOSFET提供漏源电压监测功能。当输入引脚IHSx/ILSx变高打开外部功率MOSFET后，其漏源电压被监控。如果此电压在滤波时间（tvds）内保持高于VDS阈值，则错误将被提升，并设置该功率MOSFET的状态标志。
VDS监控的内部VDS阈值可通过SCTH引脚上的外部模拟输入电平进行设置，并可通过配置寄存器0（CFG0）位5:3中的系数介于0和1到SPI之间的八个步骤进行缩放。
每个门驱动器的VDS比较器配置如图5所示。如图5所示，VSH引脚用作高压侧VDS比较器的检测输入电压。在外部，该VSH引脚应连接至功率级正电源的星形点。
为了验证VDS比较器在正常运行期间的正确操作，可以通过SPI降低比例因数，也可以从外部降低SCTH电压。这将设置较低的VDS阈值（主要取决于随机比较器偏移<±100 mV），这将导致比较器在通过外部功率FET的相对低电流下切换（在正常操作期间没有过电流）。如图6所示。在该验证过程中，可按照可配置安全模式（配置寄存器1（CFG1），位3:4）中所述禁用VDS错误的错误处理，以便VDS错误仅在SPI状态寄存器0（STAT0）和ERR引脚上被标记。SCTH引脚是一个高阻抗输入到MOS栅极，具有内部ESD接地保护。任何电源都没有反向上拉路径（故障安全ESD结构）。
直通检测和可编程死区时间
DRV3201-Q1提供了一种机制，防止每个功率级的两个外部MOSFET同时接通，同时将VS直接连接到GND。如果数字输入试图迫使设备切换一个功率级的高压侧和低压侧栅极驱动器，则状态寄存器中的错误会增加，并根据图7切换电桥。
死区时间可以在配置寄存器0，位2:0的200 ns和3000 ns之间分八步编程。编程的死区时间对所有三个功率级都有效。内部10兆赫振荡器用作创建死区时间步进的时间基准。
在直接模式下运行时，可在可配置安全模式（见可配置安全模式）下禁用死区时间。PWM模式不支持禁用可编程死区时间。
升压欠压错误
如果升压转换器输出电压低于tBCSD（5μs–6μs）的欠压阈值电平VVBOOST，UV（11 V–11.9 V），则在SPI状态寄存器1（STAT1）中相应地设置升压欠压标志。根据配置的安全模式（见可配置安全模式），所有门驱动器输出被拉低，而ERR引脚被拉低。
VS欠压停机
如果VS电压低于欠压阈值电平VVS、TV的UV（4.5 V–4.75 V）、SHD（5μs–6μs），则在SPI状态寄存器1（STAT1）中设置VS欠压标志，栅极驱动器输出被拉低，ERR引脚被拉低。无论配置的安全模式如何，都会发生这种情况（请参阅可配置安全模式）。SPI接口的工作电压为3 V。低于3 V时，发生内部复位。
VS过电压误差
如果VS电压超过过电压阈值水平VVS，OV（30 V–30.5 V）（对于tVS，SHD（5μs–6μs）），则VS过压标志设置在SPI状态寄存器1（STAT1）中。根据配置的安全模式（见可配置安全模式），所有门驱动器输出被拉低，而ERR引脚被拉低。
VS比较器检查
VS欠压和过压比较器可通过使用配置寄存器0（CFG0）中的时钟丢失（LOC）测试/VS比较器位进行检查。只要设置了这个位，比较器就会同时切换和标记欠压和过压。错误处理处于活动状态，因此网桥关闭，错误引脚被拉低。要重置标志，需要重置LOC test/VS比较器位，然后需要通过SPI读取标志。之后，ERR引脚再次上升。这种自检与时钟丢失自检相结合（见时钟丢失）。
超温警告和停机
装置的热过载检测和保护基于五个温度传感器和两个阈值Tmsd1（热警告）和Tmsd2（热全局复位）：
设备正常运行：
•门驱动器和升压变换器完全可以工作。
热警告–超温警告标志设置为1：
•热警告，存储在状态寄存器0（STAT0）的过热警告位中。该位在MCU读出寄存器后复位。
全局重置-设备处于关闭状态：
•产生内部复位。
•升压转换器停止。
•但是，温度监测器�？榧嗖馕露龋钡轿露冉抵罷msd0以下时才释放复位。
•热滞后可避免停机和重启之间的任何振荡。
•超温停机通过tSHDOWN过滤（无噪音导致的不必要停机）。
SPI错误
如果DRV3201-Q1接收到无效的写入或读取访问，则状态寄存器1（STAT1）中的SPI OK位设置为0。该位在MCU读出寄存器后设置为1。
EEPROM CRC校验
每次唤醒到激活模式后，DRV3201-Q1执行EEPROM CRC检查。如果计算出的CRC8校验和与存储在EEPROM中的CRC8校验和不匹配，EEPROM数据CRC失败标志被设置在状态寄存器1（STAT1）中。
配置数据CRC检查
DRV3201-Q1提供了一个安全特性，通过CRC8校验和机制永久地确保配置的完整性。MCU可以通过将CRC控制寄存器（CRCCTL）中的位0设置为1，在DRV3201-Q1中对所有配置寄存器进行CRC8校验和计算。在CRC计算完成之前，该位保持设置状态。CRC引擎运行时可能没有任何写入访问，否则CRC8校验和将损坏。由DRV3201-Q1计算的CRC8校验和值存储在CRC计算校验和寄存器（CRCCALC）中。
MCU本身也可以根据下面给出的矢量计算出预期的CRC8校验和值，并将该期望值存储在CRC预期校验和寄存器（CRCEXP）中。这应该在MCU启动DRV3201-Q1中的CRC8校验和计算之前完成。在DRV3201-Q1执行CRC计算后，如果CRCEXP寄存器中存储的预期CRC与CRCCALC寄存器中计算的CRC不匹配，则在状态寄存器1（STAT1）中设置配置数据CRC失败标志。
然后，MCU可以读回所有的配置寄存器来搜索位错误并执行纠正操作。
CRC8计算机制是一种通用机制，具有以下预置：
•使用的多项式为：（0 1 2 8）
•初始值为：11111111
CRC数据向量见表3。
时钟丢失
如果内部时钟卡�。敝佣Ъ嗍悠骰峤獷RR引脚拉低。在该块的测试期间，错误率也很低。该自检与VS比较器自检相结合（见VS比较器自检）。
可配置安全模式
DRV3201-Q1可在两种不同的安全模式下工作，由外部引脚CSM控制，如表4所述。该引脚可通过SPI寄存器RB0读回。
（1）、超过绝对最大额定值的应力可能会对设备造成永久性损坏。这些只是应力额定值，在这些条件下或任何其他条件下，设备的功能性操作并不意味着在建议的操作条件下的功能操作。长时间暴露在绝对最大额定条件下可能会影响设备的可靠性。
（2）、除非另有规定，否则所有电压均与网络接地端子有关。
表5定义了在某些错误情况下采取的保护措施。当设备处于完全安全模式时，所有内部保护功能都会被激活，如果检测到相应的错误情况，则会采取下面列出的所有保护措施。当设备处于可配置安全模式（CSM）时，CSM可用的错误条件、保护动作和ERR引脚指示（见ERR引脚上的错误指示）可配置为CFG1中的相应位。无论CSM设置如何，如果存在相应的错误情况，则始终设置诊断标志。
ERR引脚上的错误指示
ERR引脚是检测到错误情况的指示器。它可以作为对外部MCU的中断，之后MCU读取所有状态寄存器，以确定检测到哪种错误情况。进入激活模式后，只要未检测到错误情况，该引脚保持高电平，在检测到错误情况时，错误引脚变低。根据表6进行错误报告。
一旦相应的违规条件消失，在读取状态寄存器中相应错误标志后，ERR引脚再次上升。如果MCU在状态寄存器中读出相应的错误标志，而相应的错误条件仍然存在，则ERR引脚显示一个短的正脉冲（脉冲宽度通常为100ns）。
这种行为有助于显示在这些安全特性的自检过程中时钟错误丢失和VS欠压或过压错误标志之间的区别。在配置寄存器0中激活这些自检之后（CFG0）第6位，ERR引脚下降。在MCU读出状态寄存器1（STAT1）位1:0中的VS欠压/过压标志后，如果时钟自测丢失工作正常，则ERR引脚应保持在低水平。如果ERR引脚显示正脉冲（脉冲宽度通常为100纳秒），则表示时钟自检丢失失败。
附加安全功能
IHSx/ILSx输入回读/边缘计数器
为了验证到DRV3201-Q1的信号路径，该设备允许从RB0地址读回所有IHSx和ILSx输入的逻辑电平。这些值直接反映pin的状态，不进行注册。需要确保IHSx和ILSx引脚的状态在通过SPI读回其电平时不会改变。
即使选择了PWM模式，IHSx/ILSx输入回读仍然可以工作。在这种情况下，ILSx Readback可用于读取任何逻辑电平信号。
边缘计数器允许对ILSx/IHSx信号链进行更稳健和更少的时间关键性验证，并且在正常操作期间可能更方便使用。此计数器可用于计算一个或多个IHSx/ILSx输入上的边数。MCU选择要观察的输入，并通过写入SPI寄存器RB1来启用计数器。当起始位被移除时，计数器停止计数边。可以从SPI寄存器RB2读取所获得的计数器值，并通过设置SPI寄存器RB1中的清除位来重置。
当计数器达到最大值255时，它停止计数并保持此状态。
即使选择了PWM模式，IHSx/ILSx边缘计数器仍保持工作状态，在这种情况下，它可用于在任何连接的输入端计数边缘。
栅源电压监测
DRV3201-Q1为外部MOSFET提供了门源电压监测功能。对于每个外部MOSFET，VGS由一个比较器监控，1v作为较低阈值，9v作为较高阈值。
对于每个外部MOSFET，在SPI状态寄存器2（STAT2）中设置一个状态标志，位0:5。当各VG上升到9V以上时，每个状态位被设置为1，当各自的VG下降到1V以下时，它们被设置为0。此功能用于启动后的诊断，以打开/关闭外部MOSFET并检查各自的状态位。
Ultima比率支持
在某些情况下，可能需要同时打开所有FET，这是由该设备支持的。但是，为了将意外触发的风险降至最低，需要满足两个要求：
1.MCU需要执行三个不同的连续SPI传输的解锁序列。
2.当最后一个SPI命令被发送时，所有的IHSx和ILSx输入都需要处于高水平。
此功能仅在直接模式下运行时可用。
电流测量
双通道电流测量是通过两个外部分流电阻器上的电压降来测量的。它包含一个移位缓冲器，两个第一级和两个第二级。
移位缓冲器
DRV3201-Q1提供了一个单位增益放大器，通常用于支持具有较低输出阻抗的移位电压。这允许每个电流检测路径处理通过外部分流电阻器的负共模电压。移位电压由外部施加在RI引脚上，实际移位电压缓冲在RO引脚上。
RI输入引脚是一个高阻抗输入到MOS栅极的内部ESD保护接地。任何电源都没有反向上拉路径（故障安全ESD结构）。
两个一级放大器
第一级运算放大器与外部电阻网络一起工作，以便更灵活地根据应用要求调整电流测量值。
在推荐的应用中，可以添加基于外部参考（例如外部电压调节器）的移位电压来移动传输曲线。第一放大器的每个通道都有自己的输出到MCU ADC的输入。
第一级的输入是高电压兼容的，因此该器件可用于测量低要求应用的低侧MOSFET的电压降。O1和O2引脚的最大输出电压固定在ADREF电压上。
输入引脚INx和IPx引脚是高阻抗输入到MOS栅极，内部ESD保护接地。任何电源都没有反向上拉路径（故障安全ESD结构）。
两个二级放大器
具有单独可编程增益的第二级放大器可在低电流下实现更高分辨率的测量。它们可以直接连接到MCU ADC的输入端。
第二级放大器的增益可通过SPI在步骤2、4、6和8中使用CFG2寄存器进行编程。
O3和O4引脚的最大输出电压为ADREF电压。
ADREF电压钳
引脚O1–O4的最大输出电压被有源箝位器固定到ADREF上的电压。ADREF电压是MCU中ADC的参考电源电压，因此输出O1–O4具有与MCU中ADC输入范围相关的最大信号范围。有源钳位消耗ADREF引脚的最大电流为100μa。
电流检测应用电路
电流感应放大器的标准配置如图10所示。
O1/2处的输出电压为：
O3/4时的输出电压为：
，其中g是第二级的SPI调整增益。
相位比较器
该装置包含三个实时相位比较器，可用于无传感器换向和诊断。每个比较器通常在75%和25%的电源电压下切换，并且有一个单独的数字输出到MCU。只要EN为高，相位比较器总是激活的。
相位比较器应用图
相位比较器配置如图12所示。
相位比较器允许：
•实时观察节点SHSx上的相位切换
•测量输入IHSx/ILSx和相位比较器输出PHxC之间的时间
•验证先前测量和/或其他驱动阶段的时间漂移
如图12所示，VSH和PGND引脚用作检测输入，为相位比较器创建高侧和低侧阈值电平。将VSH引脚外部连接至功率级正极电源的星形点。PGND引脚连接至功率级的电源接地星形点。内部分压器的总电阻通常为248kΩ。
升压变换器
boost变换器基于突发模式固定频率控制器。在接通时间内，内部低侧升压场效应晶体管将接通，直到检测到电流极限电平。通过感应电源电压VS和输出电压VBOOST，根据独立的2.5 MHz时间基准按比例计算关闭时间。迟滞比较器（低电平VBOOST-VS=14V，高电平VBOOST-VS=16V）确定突发脉冲的启动/停止。突发脉冲期间的标称开关频率为2.5mhz。
线圈中的最大电流可通过电阻Rbost_分流器进行调节，使最大线圈电流限制在0.1 V/rBost_分流器。该电流限制由控制器用来关闭内部低侧升压场效应晶体管。建议选择电流饱和水平至少高于电阻器Rboost_分流器设置的电流极限水平30%的线圈。
第二个内部电流限制被实现，在更高的电流下触发，并在电阻器R1短路的情况下作为内部低侧boost FET的第二级保护。如果Rboost_分流器短路，控制器将使用第二个电流限制来关闭内部低压侧升压场效应晶体管。由于第二内部电流限值高于由RBOST分流器设置的正常电流限值，且仅用于保护内部升压场效应晶体管，因此，如果第二内部电流限值激活，外部线圈可能饱和。为了允许外部MCU检测到这种可能的故障情况，第二个内部电流限制设置升压欠压标志（寄存器STAT1，位2）。根据配置的安全模式，这将导致闸门驱动器关闭。
为了降低芯片上的噪声水平，可以在使用B_EN引脚进行敏感电流测量时关闭升压转换器。只要禁用时间间隔足够短，升压输出电容器就能保持足够高的升压输出电压。当增压转换器被禁用时，增压欠压监测器激活，以确保驱动级仍然正常工作。在升压欠压条件下，升压开关频率折回到正常工作频率的一半左右。这不会影响电流限制。
升压变换器应用电路
图13给出了升压变换器的推荐应用。为了获得最佳性能，需要一个肖特基二极管和一个22μH线圈。内部FET的电流限制（以及线圈中的最大电流）可以调整，在推荐的应用中，它被设置为0.1 V/0.33Ω=300 mA。
SPI接口
SPI从机接口用于与外部SPI主机（外部MCU）进行串行通信。SPI通信从NCS下降沿开始，到NCS上升沿结束。NCS高电平使SPI从机接口处于复位状态，SDO输出为3状态。
地址模式传送
地址模式传输是一个8位协议。SPI slave和SPI master都首先传输MSB。
在NCS下降沿之后，7位的第一个字是地址位，后面是RW位。在第一次地址传输期间，设备在SDO上返回STAT1寄存器。处理每个完整的8位帧。如果在传输8位的倍数之前NCS变高，则忽略这些位。
SPI地址传输阶段
当RW=0时，SPI主机对所选寄存器执行读访问。在接下来的SPI传输过程中，设备在SDO上返回请求的寄存器读取值，并将SDI位解释为下一个地址传输。当RW=1时，主机对所选寄存器执行写访问。从机在下一次SPI传输期间更新寄存器值（如果立即进行），并返回SDO上的当前寄存器值。
SPI数据传输阶段
下表显示了写入访问期间的数据值编码方案。
可以在一个SPI通信序列（NCS=0）期间混合两种访问模式（写和读访问）。通过断言NCS=1，可以在单个8位SPI传输之后终止SPI通信。设备返回STAT1寄存器（对于通电后的第一次SPI传输）或在SPI传输地址阶段寻址的当前寄存器值。
设备数据响应
所有未使用的位都设置为零。
申请信息
功率消耗
DRV3201-Q1设计用于驱动6个外部功率FET，其栅极电荷为250 nC，频率为30 kHz。为这些外部功率场效应晶体管的栅极充电所需的电流由升压变换器提供。三个内部高压侧栅极驱动器和三个内部低压侧栅极驱动器由升压转换器供电。下图显示了在不同的升压负载电流下，相对于电源电压的总电源电流消耗。
在这些图中，考虑了非开关门驱动器从boost变换器获得的静态电流消耗（参见电气特性中的参数RGSa2）。然而，由于栅极驱动器切换而产生的升压变换器的电流消耗没有被考虑在内。这种栅极驱动开关电流形成升压变换器的实际负载电流，由两部分组成：内部栅极驱动开关电流和外部FET栅极充电电流。
对于30 kHz PWM频率和所有六个栅极驱动器，来自内部栅极驱动器（无外部功率FET）的开关电流以高电气特性VGS，HS给出。总负载电流Iboost由方程式1和方程式2之和得出：河流切换。开关栅极驱动器（无外部功率场效应晶体管）引起的升压变换器的预期电流消耗可计算如下：
在给定的PWM频率下对外部FET的栅极充电形成的开关电流可计算如下：
计算例1：
FET数量=6
使用图18和图19中的IBOOST=40 mA，在TA=25°C和TA=125°C时，VS的总电流消耗为130 mA。这使得在TA=25°C和TA=125°C时，VS=14 V时的总功耗为1.82瓦。
计算例2：
FET数量=6
为了估算VS电池供电的总电流消耗，可以使用图14和图15中的曲线IBOOST=30 mA。从该曲线可以看出，对于VS=14 V，在TA=25°C时，VS的总电流消耗为105 mA；在TA=125°C时，VS的总功耗分别为1.47 W；在TA=125°C时，VS=14 V时，总功耗为1.50 W。
从这些例子中，可以看出栅极电荷和PWM频率如何影响boost变换器的负载电流和图18和图19中的电池总电流消耗。总功耗可以由此计算。
升压变换器
boost变换器的输出电流能力可配置为外部Rshunt_boost电阻至0.1v/Rshunt_boost（请注意，该电阻器需要能够传导升压开关电流）。输出电流容量可以根据外部功率场效应管的PWM开关频率和栅极电荷来确定。建议选择电流饱和水平至少高于电阻器Rboost_分流器设置的电流极限水平30%的线圈。boost变换器的工作原理是基于突发模式的固定频率控制器。在接通时间内，内部低压侧升压场效应晶体管接通，直到检测到电流极限电平。通过感应电源电压VS和输出电压VBOOST，根据2.5 MHz时间基准按比例计算关闭时间。公式4给出了计算关闭时间的公式，fboost=2.5 MHz。
对于稳态，线圈中的电流如图20所示。
根据该图，纹波电流和升压输出电流可计算如下：
从方程式6可以看出，给定IL_curlim的升压输出电流能力是最小电源电压VS.升压输出电流能力的最低值（通过设置带外部Rshunt_boost的IL_curlim），以便所需的输出电流（基于外部功率FET的PWM频率和栅极电荷）可以在需要的时候提供应用的最小电源电压。下式给出了IL_curlim作为IBOOST和VS的函数：
为了设置IL_curlim，应在该方程中使用最小应用电源，并根据方程式3选择IBOOST。DRV3201-Q1可支持的最小应用电源电压为4.75 V。
如等式6所示，当电源电压较高时，升压输出电流能力增加，而如果升压输出电流能力的尺寸被确定为可以为最小电源电压提供所需的输出电流，则实际输出的电流大于标称电源电压所需的电流，且升压电压增加。因此，滞后比较器（低电平VBOOST-VS=14V，高电平VBOOST-VS=16V）确定启动/停止突发脉冲，如图21所示。
一旦升压达到稳定状态，突发脉冲期间的标称开关频率为2.5mhz。在启动升压过程中，内部时间基准比方程式4慢三倍，从而使关闭时间延长三倍，从而使线圈电流充分降低，与方程式4相比。
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