差分接口应用
双运算放大器和四运算放大器特别适用于差分输入到差分输出的应用。通常，这些运算放大器可分为ADC输入接口或线路驱动器应用。差分I/O的两种基本方法是无反转或反转配置。因为输出是差分的，所以信号的极性有点无意义。这里的不可逆术语适用于将输入引入OPA4830的地方。各有利弊。图80显示了非转换差分I/O应用程序的基本起点。
这种方法提供了一个独立于信号增益的源端阻抗。例如，简单的差分滤波器可以包括在信号路径中，直到非反转输入，而不与放大器增益交互。图80电路的差分信号增益如等式6所示：
图80显示了750Ω的建议值。但是，可以仅使用RG电阻器调整增益。
单电源或交流耦合增益的各种组合也可以使用图80的基本电路来实现。两个非换向输入端上的共模偏置电压以1V/V的增益传递到输出端，因为在每个逆变节点上相等的直流电压不会通过RG产生电流，从而使输出端的共模增益为1。
图81显示了配置为逆变放大器的差分I/O级。在这种情况下，增益电阻（RG）成为电源的输入电阻。这种配置提供了比无反转配置更好的噪声性能，但是限制了将输入阻抗与增益分开设置的灵活性。
两个非转换输入提供了一个简单的共�？刂剖淙�。如果电源通过堵头或变压器进行交流耦合，这种控制尤其有用。在任何一种情况下，两个非转换输入端上的共模输入电压对输出端的增益为1，从而为单电源操作提供了一个简单的共�？刂�。输入电阻可以调整到期望的增益，但也可以改变输入阻抗。该电路的微分增益如等式7所示：
直流耦合单差分转换
以前的差分输出电路被设置为接收差分输入以及提供差分输出。图82说明了一种提供单差分转换、直流耦合和使用四路运算放大器的独立输出共�？刂频姆椒�。
图82的电路提供了几个有用的特性，用于将输入信号与最终输出隔离。使用第一放大器作为一个简单的非转换级，也可以对R级进行独立调整。I（设置源负载），而增益可以在这个阶段使用RG轻松调整电阻器下一阶段允许设置单独的输出共模电平。所需的输出共模电压VCM被切成两半，并应用于第二级的无反转输入。此级中的信号路径的增益为–1V/V，而此（1/2×VCM）电压的增益为+2V/V。第二级的输出为原始共模电压加上第一级输出的反向信号。第二级输出直接出现在不可逆末级的输出端。逆变输出级的逆变节点也偏向于共模电压，等于出现在第二级输出端的共模电压，不产生电流并将所需的VCM也放置在该级的输出端。
低功耗，差分输入/输出，四阶有源滤波器
OPA4830可以为有源滤波器提供非常有效的增益块。四阶差分滤波器本身非常适合于有源滤波器的设计。当滤波器拓扑寻求一个简单的增益函数来实现滤波器时，在设计中，最好采用无反转配置来隔离滤波器元件和增益元件。关于10MHz，四阶巴特沃斯低通Sallen键滤波器的示例，请参见图83。设计将高Q级放在第一级，以允许低Q级第二级降低第一级的峰值噪声。电阻器值已作了轻微调整，以考虑放大器组延迟。
虽然该电路是双极性的，使用±5V电源，它可以很容易地适应单电源操作。这种配置在响应中加上两个实零点，将电路转换成带通。图83中滤波器的频率响应如图84所示。
双通道差分ADC驱动器
当需要一个低噪声、单电源、差分输入+5V ADC接口时，图85的电路可为双高性能ADC提供高动态范围、中等增益接口。图85的电路在差分逆变配置中使用两个放大器。共模电压设置在电源中间刻度的非转换输入上。在这个例子中，通过一个输入端1:2耦合到变压器上。这种设计既提供了信号增益，单差分转换，又降低了噪声系数。要显示变压器输入端的50Ω输入阻抗，变压器上需要两个200Ω电阻器次要的。这些两个电阻也是放大器增益元件。由于相同的直流电压出现在图85电路中的两个逆变节点上，因此没有直流电流流过变压器，从而使该共模电压VCM的输出具有1的直流增益。
图85的电路特别适合用作I/Q的中等分辨率双ADC采样器如果需要更高的动态范围，可以在每个放大器输出上添加可选的500Ω接地电阻，以将第二和第三谐波失真提高>15dB。
如果需要，增加5mA的输出级电流可以显著改善线性度。对于这种平衡差分设计，测得的二次谐波失真始终低于三次谐波。如果在变压器输入端的低电平信号后信号通路中没有接地，这对这种低功耗设计特别有帮助。两个下拉电阻器确实显示信号路径接地，应在同一物理点接地，以消除不平衡的接地回路电流，从而降低二次谐波失真。
视频线驱动
大多数视频分配系统设计有75Ω系列电阻器，以驱动匹配的75Ω电缆。为了向75Ω匹配负载提供1的净增益，放大器通常设置为+2V/V的电压增益，补偿电缆任一端串联和并联75Ω电阻器形成的分压器的6dB衰减。
如果50Ω电阻器的所有参考值都被75Ω值取代，则图72的电路适用于此要求。通常，放大器增益进一步增加到2.2，这恢复了典型长电缆线路的额外直流损耗。这一变化要求图72中的增益电阻器（RG）从750Ω减小到625Ω。在这两种情况下，OPA4830的增益平坦度和差分增益/相位性能都在视频分发应用中提供了优异的结果。差分增益和相位测量彩色副载波频率（NTSC系统中为3.58MHz）相对于大信号输出电平（代表复合视频信号中的亮度信息）的总体小信号增益和相位的变化。OPA4830在单个匹配视频电缆的典型150Ω负载下，在正视频（负同步）信号的标准亮度范围内，显示的差分增益/相位误差小于0.07%/0.17°。对于多个视频信号，可以观察到类似的性能（见图86）。
4通道DAC互阻放大器
高频数模转换器（dac）需要一个低失真的输出放大器来保持SFDR在实际负载中的性能。图87说明了单端输出驱动器的实现。在该电路中，只使用互补输出驱动信号的一侧。该图显示了连接到OPA4830的虚拟地和结的信号输出电流，OPA4830被设置为跨阻级或I-V转换器。DAC未使用的电流输出接地。如果DAC要求其输出端接至非接地的合规电压，则适当的电压水平可应用于OPA4830的非转换输入端。
这个电路的直流增益等于射频。在高频下，DAC输出电容（CD）在OPA4830的噪声增益中产生零，这可能导致闭环频率响应的峰值。在射频中加入CF以补偿噪声增益峰值。为了实现平坦的跨阻频率响应，反馈网络中的该极点应设置为：
其转角频率f–3dB约为：
设计工具
演示固定装置
印刷电路板（PCB）可用于帮助使用OPA4830对电路性能进行初步评估。该夹具作为未填充PCB免费提供，并附有用户指南。该装置的汇总信息如表2所示。
演示夹具可在德州仪器网站上索取通过OPA4830产品文件夹。
宏模型和应用程序支持
用SPICE软件对OPA4830及其电路进行计算机仿真，是分析OPA4830及其电路性能的一种快速方法设计。这个这种方法特别适用于视频和射频放大器电路，其中寄生电容和电感对电路性能起主要作用。关于OPA4830的SPICE模型可以通过TI网页获得。 请注意，此模型是应用于OPA4830 quad版本的OPA830模型。应用部门也可以提供设计协助。这些模型预测典型的小信号交流，瞬态阶跃，直流性能和噪声在各种各样的工作条件下。模型包括数据表电气规范中的噪声项。此模型不试图区分封装类型的小信号交流性能。
操作建议
优化电阻值
由于OPA4830是一种单位增益稳定的电压反馈运算放大器，反馈和增益设置电阻器可以使用范围很广的电阻值。这些值的主要限制是通过动态范围（噪声和失真）和寄生电容来设置的。直接反馈应用于非垂直一体化。
低于200Ω时，反馈网络会产生额外的输出负载，这会降低OPA4830的谐波失真性能。高于1kΩ时，反馈电阻上的典型寄生电容（约0.2pF）可能会导致放大器响应中的非故意频带限制。
一个好的经验法则是将RF和RG的并行组合（见图74）设定为小于约400Ω。组合阻抗RF | | RG与逆变输入电容相互作用，在反馈网络中增加一个极点，从而使正向响应为零。假设反向节点上寄生2pF，保持RF | | RG<400Ω可使该极保持在200MHz以上。就其本身而言，这个约束意味着反馈电阻RF可以在高增益下增加到几个kΩ。只要射频形成的极和并联的寄生电容不在感兴趣的频率范围内，这种增加是可以接受的。
在反向配置中，必须注意额外的设计考虑。RG成为输入电阻，因此成为驱动源的负载阻抗。如果需要阻抗匹配，可以将RG设置为所需的终端值。然而，在低反向增益时，所产生的反馈电阻值可以为放大器输出提供一个重要的负载。例如，如果逆变增益为2，且输入匹配电阻为50Ω（=RG），则需要一个100Ω的反馈电阻器，这将有助于输出负载与外部负载并联。在这种情况下，最好同时增加RF和RG值，然后用第三个接地电阻实现输入匹配阻抗（见图88）。总输入阻抗变成RG和附加并联电阻的并联组合。
带宽与增益：
不可逆操作
随着信号增益的增加，电压反馈运放的闭环带宽逐渐减小。理论上，这种关系用图中所示的增益带宽积（GBP）来描述电气特性。理想情况下，用GBP除以无反转信号增益（也称为噪声增益，或NG）可以预测闭环带宽。在实践中，这种计算只有在相位裕度接近90°时才成立，就像在高增益配置中一样。在低增益（增加反馈因子），大多数放大器表现出较复杂的响应和较低的相位裕度。对OPA4830进行了补偿，在2V/V的非可逆增益下给出了轻微的峰值响应（见图74）。这种补偿使110MHz的典型增益为+2V/V带宽，远远超过用110MHz GBP除以2V/V预测的增益。增加增益可使相位裕度接近90°，带宽更接近预测值（GBP/NG）。在增益为+10V/V时，电特性中所示的11MHz带宽与使用简单公式和110MHz的典型GBP预测的带宽一致。
增益为+2V/V的频率响应可以通过将噪声增益增加到3V/V来实现特殊的平坦度。在不影响+2V/V信号增益的情况下，一种方法是在两个输入端添加一个2.55kΩ电阻器（见图78）。在单位增益（电压跟随器）应用中，可以使用类似的技术来减少峰值。例如，通过在两个运算放大器输入端使用一个750Ω反馈电阻器和一个750Ω电阻器，电压跟随器响应类似于图73中的+2V/V响应增益。由于噪声增益增加，进一步降低运放输入端的电阻值进一步抑制了频率响应。与±5V相比，OPA4830在单电源（+5V）工作时显示出最小的带宽减少。这种最小的减少是因为内部偏置控制电路在电源引脚之间的总电源电压变化时保持几乎恒定的静态电流。
反转放大器操作
所有熟悉的运算放大器应用电路都可以与OPA4830一起提供给设计者。图88是典型的逆变配置，图72中的输入/输出阻抗和信号增益保留在逆变电路中配置。反转操作是更常见的要求之一，它提供了一些性能优势。它还允许输入偏向于VS/2，没有任何净空问题。可在输出电压范围内独立调整电容器或电容器的输出电压。
在反向配置中，必须注意三个关键的设计考虑因素。首先要考虑的是增益电阻（RG）成为信号通道输入阻抗的一部分。如果需要输入阻抗匹配（每当信号通过电缆、双绞线、长PCB迹线或其他传输线导体耦合时，这是有益的），则可以将RG设置为所需的终端值，并调整RF以获得所需的增益。这种方法是最简单的方法，可以获得最佳的带宽和噪声性能。
然而，在低反向增益时，所产生的反馈电阻值可以为放大器输出提供一个重要的负载。对于反向增益为2，将RG设置为50Ω以进行输入匹配，无需RM，但需要100Ω反馈电阻。这个这种结构有一个有趣的优点，即对于50Ω源阻抗，噪声增益等于2，这与上面考虑的非转换电路相同。放大器输出现在看到100Ω反馈电阻与外部负载并联。通常，反馈电阻应限制在200Ω到1.5kΩ的范围内。在这种情况下，最好增加RF和RG值，如图88所示，然后用第三个电阻（RM）接地来实现输入匹配阻抗。总输入阻抗变成RG和RM的并联组合。
上一段提到的第二个主要考虑因素是信号源阻抗成为噪声增益方程的一部分，从而影响带宽。对于图88中的示例，RM值与外部50Ω源阻抗（在高频下）并联组合，产生50Ω| | 57.6Ω=26.8Ω的有效驱动阻抗。该阻抗与RG串联，用于计算噪声增益。对于图88，产生的噪声增益为2.87，而如果如上所述可以消除RM，则只有2。因此，图88中增益为-2的电路的带宽（NG=+2.87）比图72中的增益+2电路的带宽低。
逆变放大器设计中的第三个重要考虑因素是在无反转输入端设置偏置电流抵消电阻器（RT=750Ω的并联组合）。如果将该电阻设置为从逆变节点向外看的总直流电阻，则输出直流误差（由于输入偏置电流）减小为（输入偏移电流）乘以RF。在图中，阻抗为88Ω的电容器在图中的阻抗为88Ω。为了减少电阻和电源馈通引入的额外高频噪声，RT被电容器旁路。
输出电流和电压
OPA4830提供了出色的输出电压能力。对于+5V电源，在+25°C的空载条件下，输出电压相对于任一电源轨的摆幅通常小于90mV。
最低规定的输出电压和电流规格通过最坏情况下的模拟设定在最冷的温度极限。只有在冷启动时，输出电流和电压才会降低到规格表中所示的数值。当输出晶体管提供功率时，结温升高，降低VBE（增加有效输出电压摆幅），增加电流增益（增加可用输出电流）。在稳态运行中，由于输出级结温高于最低规定的工作环境温度，因此可用的输出电压和电流始终大于超温规范中所示的值。
为保持最大输出级线性度，不提供输出短路保护。这种缺乏保护通常不是问题，因为大多数应用在输出端包括一个串联匹配电阻器，如果该电阻器的输出端对地短路，则限制内部功耗。然而，在大多数情况下，将输出引脚直接短接到相邻的正极电源引脚（8引脚封装），会破坏放大器。如果需要额外的短路保护，考虑电源线中的一个小串联电阻器。该电阻减小了在高输出负载下的可用输出电压摆动。
驱动电容性负载
对运算放大器来说，最苛刻也是最常见的负载条件之一就是电容负载。通常，电容性负载是ADC包括建议用于改善ADC线性度的附加外部电容。当电容性负载直接施加在输出引脚上时，高速、高开环增益放大器（如OPA4830）很容易受到稳定性下降和闭环响应峰值的影响。当主要考虑频率响应平坦度、脉冲响应保真度和/或失真时，最简单和最有效的解决方案是通过在放大器输出和电容性负载。
典型特性显示了推荐的RS与电容性负载以及负载下产生的频率响应。大于2pF的寄生电容性负载会开始降低OPA4830的性能。长的PCB轨迹、不匹配的电缆以及到多个设备的连接很容易超过这个值。始终仔细考虑这种影响，并尽可能靠近输出引脚添加推荐的串联电阻器（参见电路板布局指南部分）。
设置RS电阻器的标准是负载处的最大带宽、平坦频率响应。当增益为+2时，输出引脚处的频率响应在没有电容性负载的情况下已经稍微达到峰值，需要相对较高的RS值来平坦负载下的响应。增加噪声增益也会降低峰值（见图78）。
失真性能
OPA4830在150Ω负载下具有良好的失真性能。与其他解决方案相比，它在更轻的负载和/或在单+3V电源上运行提供了卓越的性能。通常，在基波信号达到非常高的频率或功率水平之前，二次谐波占主导地位，而三次谐波分量可以忽略不计。然后聚焦于二次谐波，增加负载阻抗直接改善失真。请记住，总负载包括反馈网络；在非反转配置（见图74）中，这是RF+RG的总和，而在反向配置中，只需将RF与实际负载并联。运行差分抑制二次谐波，如差分典型特性所示。
噪声性能
高转换率、单位增益稳定、电压反馈运算放大器通常以较高的输入噪声电压为代价来实现转换率。然而，OPA4830的9.2nV/√Hz输入电压噪声远低于同类放大器。输入参考电压噪声和两个输入参考电流噪声项结合在一起，可在各种工作条件下提供低输出噪声。图89显示了包含所有噪声项的运算放大器噪声分析模型。在这个模型中，所有的噪声项都被认为是噪声电压或电流密度项，单位为nV/√Hz或pA/√Hz。
总输出斑点噪声电压可以计算为所有平方输出噪声电压贡献者和的平方根。方程8显示了使用图89中所示术语的输出噪声电压的一般形式：
将该表达式除以噪声增益[NG=（1+RF/RG）]即为无反转输入时的等效输入参考点噪声电压；该结果如等式9所示：
在19.3nV/√Hz的总输出点噪声电压和9.65nV/√Hz的总输出点噪声电压和9.65nV/√Hz的总输出点噪声电压下，对这两个方程进行评估。该值包括电阻器增加的噪声。这个总输入参考的spnoise电压并不比仅运算放大器电压噪声的9.2nV/√Hz规格高多少。
直流精度和偏移控制
宽带电压反馈运算放大器的平衡输入级允许在各种应用中获得良好的直流输出精度。与同类产品相比，OPA4830的电源电流微调提供了更严格的控制。尽管高速输入级确实需要相对较高的输入偏置电流（通常每个输入端子的输入偏置电流为5μA），但是它们之间的紧密匹配可用于减少由该电流引起的输出直流误差。这种降低是通过匹配出现在两个输入端的直流源电阻来实现的。使用最坏情况+25°C输入偏移电压和电流规格，评估图74的配置（其具有匹配的直流输入电阻），得出最坏情况下的输出偏移电压等于等式10：
通常需要微调输出偏移零点或直流工作点调整。在运算放大器电路中引入直流偏移控制有很多种技术。这些技术大多是基于通过反馈增加直流电流电阻。英寸选择偏移微调方法时，一个关键考虑因素是对期望信号路径频率响应的影响。如果信号路径是非可逆的，则最好将偏移控制作为逆变和信号应用，以避免与信号源的交互。如果信号路径要反转，可以考虑对非反转输入应用偏移控制。通过比信号通路电阻大得多的电阻值将直流偏置电流引入逆变输入节点。这种配置确保调节电路对环路增益和频率响应的影响最小。
热分析
最大期望结温设置允许的最大内部功耗，如下所述。在任何情况下，最高结温不得超过+150°C。
工作结温度（TJ）由TA+PD×θJA给出。总内部功耗（PD）是静态功率（PDQ）和输出级（PDL）消耗的附加功率之和。只需将电源的总电压乘以无负载部分。PDL取决于所需的输出信号和负载；但是，对于连接到中间电源（VS/2）的电阻负载，当输出固定在等于VS/4或3VS/4的电压时，PDL处于最大值。在此情况下，PDL=VS2/（16×RL），其中RL包括反馈网络负载。
决定了它在功率级的耗散，而不是在功率级。
作为最坏情况的例子，使用图72电路中的OPA4830（TSSOP-14封装）计算最大TJ，该电路在最高规定环境温度+85°C下运行，并在中等供电条件下驱动150Ω负载。
尽管该值仍远低于规定的最高结温，但出于系统可靠性考虑，可能需要较低的保证结温。如果负载要求在高输出电压下强制电流进入输出端，或者在低输出电压下从输出端获得电流，则可能出现最高的内部损耗。这使得高电流通过输出晶体管中的一个大的内部电压降。
电路板布局指南
要获得最佳的性能与高频放大器，如OPA4830需要仔细注意板布局寄生和外部元件类型。优化性能的建议包括：
a）、寄生电容最小化所有信号输入/输出引脚的任何交流接地。输出端和反向输入端上的寄生电容会导致不稳定：在非换向输入端，它会与源阻抗发生反应，导致无意的带宽限制。为了减少不必要的电容，信号I/O引脚周围的所有地面和电源平面上都应该打开一个窗口。否则，地面和动力飞机应该在其他地方保持完整。
b）、将电源引脚与高频0.1μF去耦电容器之间的距离（<0.25“）减至最小。在设备引脚处，接地和电源平面布局不应靠近信号输入/输出引脚。避免狭窄的电源和接地痕迹，以尽量减少引脚和去耦电容器之间的电感。每个电源连接应始终与其中一个电容器断开连接。两个电源之间的可选电源去耦电容器（0.1μF）（用于双极操作）可提高二次谐波失真性能。主电源引脚上还应使用较大的（2.2μF至6.8μF）去耦电容器，在较低频率下有效。这些可以放置在离设备稍远的地方，并且可以在PCB的相同区域中的多个设备之间共享。
c）、仔细选择和放置外部元件可保持高频性能。电阻器应为非常低的电抗类型。表面贴装电阻工作最好，并允许更紧凑的整体布局。金属薄膜或碳成分轴向引线电阻器也能提供良好的高频性能。同样，保持引线和PCB轨迹尽可能短。切勿在高频应用中使用线绕式电阻器。因为输出管脚和逆变输入管脚对寄生电容最敏感，所以始终将反馈和串联输出电阻（如有）尽可能靠近输出管脚。其他网络元件，如非转换输入端接电阻器，也应放在靠近封装的地方。如果允许双面元件安装，将反馈电阻器直接放置在电路板另一侧的封装下方，位于输出和反向输入引脚之间。即使低寄生电容分流外部电阻，过高的电阻值也会产生显著的时间常数，从而降低性能。好的轴向金属膜或表面贴装电阻器与电阻器并联时大约有0.2pF。对于电阻值>1.5kΩ，该寄生电容会在500MHz以下增加一个极和/或零，从而影响电路运行。保持电阻值尽可能低，以符合负载驱动的考虑。750Ω是典型的反馈起点。
d）、与板上其他宽带设备的连接可以通过短的直接记录道或通过板载传输线进行。对于短连接，将跟踪和到下一个设备的输入视为集中电容负载。应使用相对较宽的迹线（50至100 mils），最好在其周围打开地面和动力飞机。估计总电容性负载，并根据推荐的典型特性曲线RS vs电容性负载设置RS（图15、图38或图63）。低寄生电容性负载（<5pF）可能不需要RS，因为OPA4830名义上是补偿的，可以在2pF寄生负载下工作。当信号增益增加（增加空载相位裕度）时，允许无RS的更高寄生电容负载。如果需要较长的记录道，并且双端接传输线固有的6dB信号损耗是可接受的，则使用微带线或带状线技术实现匹配阻抗传输线（请参阅有关微带和带状线布局技术的ECL设计手册）。50Ω的环境通常不需要船上，事实上，更高的阻抗环境可以改善失真，如失真与负载的关系所示阴谋。与定义的特征电路板轨迹阻抗（基于电路板材料和轨迹尺寸），从OPA4830输出到跟踪的匹配串联电阻器以及目的地输入端的端接分流电阻器设备。记得吗终端阻抗是并联电阻和目的装置输入阻抗的并联组合；总有效阻抗应设置为与迹线阻抗相匹配。如果双端接传输线的6dB衰减不可接受，则长记录道只能在源端串联端接。在这种情况下，将跟踪视为电容性负载，并按照推荐的典型特性曲线RS vs电容性负载（图15、图38或图63）中所示设置串联电阻值。这种配置不会保持信号完整性以及双端接线路。如果目的设备的输入阻抗较低，则由于串联输出形成的分压器进入终端阻抗，会有一些信号衰减。
e）、不建议套接高速零件。插座引入的额外引线长度和管脚间电容会产生非常麻烦的寄生网络，几乎不可能实现平滑、稳定的频率响应。将OPA4830直接焊接到电路板上可获得最佳效果。
输入和ESD保护
OPA4830是使用一个非常高速，互补双极工艺制造的。对于这些非常小的几何器件，内部结击穿电压相对较低。这些细分反映在绝对最大评级表中。所有的设备引脚都由内部的ESD保护二极管保护电源，如图90所示。
这些二极管提供适度的保护，以输入高于电源的过驱动电压。保护二极管通�？芍С�30mA连续电流。如果可能有更高的电流（即在带有±15V电源部件的系统中驱动至OPA4830），则应在两个输入端添加限流串联电阻器。尽可能降低这些电阻值，因为高电阻值会降低噪声性能和频率响应。
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